专利名称：机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法
技术领域：
本发明涉及一种机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法，属于航空数据链、无线电导航技术领域。
背景技术：
由于机群的成员飞机之间链路采用抑制载波BPSK/QPSK相移键控调制体制和直接序列扩频模式，会遇到信号捕获与跟踪的问题 ①抑制载波通信体制下，发送方-接收方的高动态相对运动引起捕获与跟踪困难及频繁失锁、失捕； ②高动态导致载波跟踪误差增大、再生伪码相位精确对齐困难，测距、测速误差增大； ③失锁、失捕概率大大增加将导致连续载波相位测量困难和积分多普勒测量难以实现。因此，高动态环境中接收BPSK/QPSK调制扩频信号的重点和难点，在于载波和伪码相位的高质量跟踪。
发明内容
本发明的目的在于提供一种机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法，以解决现有技术中的问题。
本发明一种机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法，其可以在电路板的数字信号处理器DSP和FPGA上实现。该方法具体如下 (一)高动态载波跟踪环路 本发明的高动态载波跟踪单元，采用了适用载体动态的载波跟踪策略，即在通过FFT频域算法进行伪码相位捕获后，采用四相鉴频器进一步牵引捕获多普勒频率、初始跟踪，将多普勒频率从几百赫兹降到几赫兹，使之进入叉积自动频率跟踪环的工作范围；采用动态能力强的FLL环消除动态、稳态跟踪；采用热噪声误差小的costas PLL提高载波相位。具体如下 [1]积分-清除器和频率、相位判决算法 设采样频率为Ts为采样间隔，接收信号下变频后经中频采样，得到 s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI，+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ](1) 公式(1)中ωI＝2πfITs为接收信号中频频率；ωd=2πfdTs为多普勒频率；φ为接收信号相位；PNI(i·Ts)；PNQ(j·Ts)分别为同相伪码和正交伪码；τ为接收信号延时； 设接收通道载波NCO输出的同相信号和正交信号分别为 公式(2)中AR为NCO输出正余弦信号的幅度；(
为对接收信号中多普勒频率fd的估计)；
为对接收信号相位φ的估计； I、Q支路积分-清除器在相关间隔末输出结果为 公式(3)中A为信号幅度；Δωd(k)为多普勒频移估计残差，ε(k)为码相位(延时)估计偏差(真实延时和估计延时的差)，ε(k)＝Δτ；R(·)为伪随机码理想的二电平自相关函数，均为时间的函数；N为积分清除器的积分点数；θk为载波相位误差，θk=k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+△φ；nI(k)，nQ(k)为随机噪声。公式(3)很重要，是进行频率跟踪误差估计、叉积鉴频和反正切鉴相算法的依据。
频率判决采用表达式如下 公式(4)中，TID为积分清除时间。
在用四相鉴频器频率牵引过程中，采用Δfk判断当前频率是否小于10Hz。若当前频率Δfk小于10Hz，则转入FLL跟踪环进行频率跟踪；否则，继续频率牵引过程。
在跟踪开始时，需要用频率牵引�？榻德蚀蛹赴俸兆惹Ｒ�10Hz以下，然后根据载波相位θk进行判决。如果θk大于10°，接收机用叉积鉴频器进行频率跟踪；如果θk小于10°，则采用纯PLL环进行相位跟踪。
相位判决表达式为 上式中当θk很小时，tgθk与θk成正比。设θk＜10°时，转入锁相环跟踪，将θk＝10°带入上式，得到相位判决阈值ηk＝0.176。
[2]四相鉴频器实现频率牵引 伪码捕获后，载波多普勒频移范围被引导到一个多普勒频率搜索单元范围，即500Hz，此时频率估计误差仍然很大，因此，首先利用频率牵引�？榻德是Ｒ讲婊灯鞯母俜段冢槐痉⒚鞑捎盟南嗉灯鹘衅德是Ｒ惴ǎ枰啻吻Ｒ蠼德是Ｒ�10Hz以下。在频率牵引过程中，采用Δfk判断当前频率是否小于10Hz，若当前频率Δfk小于10Hz，则转入FLL跟踪环进行高频率跟踪；否则，继续频率牵引过程。
[3]叉积鉴频自动频率跟踪(CP-AFC)锁定环(FLL) 当频率误差小于10Hz时，采用叉积鉴频器实现精确的频率跟踪。其中，T为积分-清除器的积分间隔时间。
叉积鉴频器输出efk为 efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1) ＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6) ·sinc[Δfd(k)·πT]·sinc[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1) 公式(6)中T为积分清除时间。由于捕获完成时，已经将接收伪码和本地伪码基本对齐，设时间间隔为单位时间，连续量测过程中调制数据位不变，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；当频率牵引完成时，多普勒频移估计误差Δfd＜10°/Hz，相位误差|Δfd(k).πT|＜＜π/2时，sinc2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1。所以控制量与单位时间内的相位变化(频率)成正比，用此经过滤波器来控制载波NCO达到频率跟踪的目的。
叉积鉴频器的输出为 efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T(7) [4]相位跟踪锁定环(PLL) 同相正交锁相环(Costas环，即科斯塔斯环)是PLL的一种，由于它对载波调制数据不敏感而在PSK解扩接收机中得到了普遍应用。常用的科斯塔斯环鉴相器算法为二象限反正切鉴相算法 二象限反正切鉴相器tan-1(Qps/Ips)性能在整个-90°～90°范围内呈线性，性能最优。
[5]锁频环FLL与锁相环PLL的环路滤波器 载波跟踪锁频环(二阶环)采用一阶Jaffe-Rechtin滤波器，载波跟踪锁相环(三阶环)采用二阶Jaffe-Rechtin滤波器。
综上，四相鉴相的频率牵引+叉积鉴频的二阶FLL频率自动跟踪环+二象限反正切鉴相的三阶PLL锁相环组合构成的载波跟踪环路结构，能够满足一般高动态任务的需求；精心设计一阶、二阶Jaffe-Rechtin环路滤波器参数能够获得较高的载波频率/载波相位跟踪精度。
(二)高动态扩频码跟踪环路 在FFT频域并行搜索捕获粗略的载波频率和伪码相位后，本地再生扩频码和接收信号的扩频码完成粗对齐，误差在1/2码片之内。随后，转入码跟踪过程(与载波跟踪对应)，实现扩频码相位(延迟)精确对准。伪码的闭环跟踪通常采用延迟锁相环，即利用本地码发生器产生相位超前、滞后信号并与输入的BPSK/QPSK调制的扩频信号正交混频后相关，比较同相I/正交Q两支路结果以获取码相位误差信号来控制码NCO并产生与输入码相位一致的本地码信号。
本发明的伪码相位跟踪采用了非相干数字延迟锁相环(DDLL)算法结构，由积分-清除器、码鉴相器、环路滤波器、码NCO、再生码发生器和移位寄存器组成。其中积分-清除器、码鉴相器和环路滤波器的参数决定了码跟踪环路的特性。为了实现窄相关，达到精确跟踪码相位的目的，在环路设计中通过移位寄存器产生了即时码、超前滞后1/2码片、超前滞后1/4码片的再生伪码，分别构成相关间距分别为1码片、1/4的非相干延迟锁定环。在码跟踪环路中，码鉴相器比较同相和正交支路的预检测积分结果，产生误差信号，通过环路滤波器输出码NCO频率控制字，控制再生伪码和接收伪码精确对齐。下面详细说明码跟踪环路鉴相算法、码跟踪环路滤波器、载波辅助码环跟踪。
[1]码跟踪环路的码环鉴别器鉴相算法 码环鉴别器输入为载波同相I/正交Q支路的码相位超前、即时、滞后的数字相关积累结果。
常用的码环鉴别器算法有三种点积功率鉴别器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前减去滞后功率鉴别器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前减去滞后包络鉴别器
一般不使用超前减去滞后包络鉴别器。
当码相关发生时，环路进行跟踪状态，假定相关间距d＝2δ，则超前减去滞后型相干码鉴相器输出的误差信号为 E(k)＝Ie(k)-Il(k)(9) ＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]} 从公式(9)中可以看出，误差信号对载波跟踪具有依赖性，当载波未同步或跟踪后出现周跳时，鉴相器将产生不定量，因此一般不采用相干型鉴相器。非相干型码鉴相器主要有超前减滞后功率鉴相器和点积鉴相器。本发明提供了两种不同的延迟锁定环鉴别器算法归一化的超前减滞后功率鉴别器、归一化的点积鉴别器。
①超前减滞后功率鉴别器 在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分别为输入同相信号与超前、即时、滞后码在相关输出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分别为输入正交相信号与超前、即时、滞后码在相关输出，定义超前减滞后功率鉴相器鉴相特性函数Sel(ε，δ)为 Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ](11) 当定义扩频码完全对准时的相关值和码片宽度Tc均为1时自相关函数可以表示为 将公式(11)分别代入公式(12)中，可以得到超前减去滞后功率鉴相器的鉴相特性函数 (i)当δ＝1/2时 (ii)当δ＝1/8或δ＝1/16时 ②点积鉴别器 Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k) ＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15) ＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ) 在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分别为输入同相信号与超前、即时、滞后码在相关输出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分别为输入正交数字信号与超前码、即时码、滞后码在数字相关积累结果经相位旋转结果后的输出。定义点积鉴相器鉴相特性函数Sdp(ε，δ)为 Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)](16) (i)当δ＝1/2时 (ii)当δ＝1/8或δ＝1/16时 [2]码跟踪环的环路滤波器 由于在对码跟踪中采用了载波环的辅助，码跟踪环采用二阶环路滤波器。本发明滤波算法选择二阶Jaffe-Rechtin滤波器。
下面分析码跟踪环路动态和热噪声性能。
①环路动态性能 码跟踪环的动态测量误差由环路滤波器的阶数和带宽决定，对于二阶码跟踪环路滤波器，其动态测量误差为 公式(19)中R以基码片数为单位，环路自然频率ωn＝1.89Bn，(Bn为环路带宽)。
在通常情况下，载体的动态加速度在码环中引起动态跟踪误差，但是由于码多普勒和载波多普勒之间存在着固定的比例关系，在载波环对载体动态进行精确跟踪的同时，通过载波辅助，可以消除码环中的大部分动态误差，因此，码环中实际存在动态误差很�。梢圆挥杩悸恰�
②热噪声颤动误差(1σ) 超前减滞后功率鉴相器的热噪声误差为 点积鉴相器的热噪声误差为 在公式(20)和公式(21)中Bn为环路等效噪声带宽(Hz)，d为超前和滞后码相关间隔(码片)，T为预检测积分时间(s)，C/N0为载波噪声功率比(当C/N0以dB为单位表示时，它等于
[3]载波辅助码环跟踪补偿多普勒动态误差 载波跟踪环在精确跟踪载波相位变化的同时提供一个载波辅助用以控制码NCO输出频率以真实跟踪由于多普勒效应引起的扩频码速率变化。因为信号上的多普勒效应与信号的波长成反比，所以定义一个载波辅助比例因子fcode为扩频码速率标称值，fRF为射频载波频点标称值。
由于动态运动而带来的扩频码码速率变化量(扩频码多普勒频移)由下式计算 公式(22)中
为载波 环路滤波器输出的载波多普勒频率估计值；
为扩频码多普勒频移估计值。
换算为频率控制字后和码跟踪环环的频率偏置控制字Pbias相加，一起反馈给伪码延迟锁定环的数控振荡器NCO进行调整，有效降低动态应力对伪码延迟锁定环的影响，从而提高码跟踪环的动态跟踪性能和跟踪精度。
本发明一种机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法，其优点在于本发明的方法解决了传统高动态接收机精度不佳的缺陷；本发明公开的方法能够广泛应用于基于抑制载波调制直接序列扩频体制的卫星导航接收机、测距系统和通信系统。
图1所示为本发明方法的载波跟踪环路与码跟踪环路算法结构图。
图2所示为本发明中载波跟踪环路算法结构图。
图3所示为FLL和PLL组合载波跟踪原理框。
图4所示为叉积自动频率跟踪环原理图。
图5所示为叉积鉴频器鉴频特性。
图6所示为码跟踪环路的整体结构框图。
图7所示为非相干数字延迟锁相环(DDLL)算法的结构框图。
图8(a)表示超前减滞后功率鉴相器的鉴相特性曲线。
图8(b)表示点积鉴相器的鉴相特性曲线。
图9所示为码环热噪声误差与环路带宽的关系；其中(a)为超前减滞后功率鉴别器；(b)为点积鉴别器。
具体实施例方式 下面结合附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的说明。
图1给出了本发明方法的机群链路异步通信与测量终端的载波跟踪与码跟踪环路算法结构图。
由于载体动态引入的多普勒频移变化对伪码跟踪环的影响可通过载波辅助消除，接收机的动态性能主要取决于载波跟踪技术。通常有两种跟踪环可以采用一种是相干的锁相环路(PLL)(costas环即是其中一种，但它对载波上的调制数据不敏感)，接收机需要产生与输入载波同频同相的相干载波；另一种是非相干的频率锁相环路(FLL)，接收机需要产生与输入载波同频的但不要求相干的载波。载波捕获与跟踪常采用costas环重构载波相位相干解调BPSK数据实现的。相干系统对高斯噪声具有较好的性能，但对通信链路干扰的容忍能力较差，特别是受载体动态引入的多普勒频移影响较大。对于高动态载体的大范围多普勒频移，costas环必须具有相对宽的带宽，这意味着信噪比阈值性能即跟踪能力降低。此时相干解调不再适合，可取的方案是采用非相干解调，即环路自动跟踪频率而不是相位。对于相同动态，二阶频率锁定跟踪环FLL比三阶相位锁定环PLL具有几dB-Hz信噪比域值的动态性能优势，但其跟踪精度低，二者存在一定的矛盾，因此可在设计中取长补短整合优势。下面分别介绍载波跟踪环路与码跟踪环路算法的设计与分析讨论。
(一)高动态载波跟踪环路 1、FLL和PLL组合载波跟踪环路的工作原理 本发明的载波环设计中采用了适用载体动态的载波跟踪策略，即在通过FFT频域算法进行伪码相位捕获后，采用四相鉴频器进一步牵引捕获多普勒频率、初始跟踪，将多普勒频率从几百赫兹降到几赫兹，使之进入叉积自动频率跟踪环的工作范围；采用动态能力强的FLL环消除动态、稳态跟踪；采用热噪声误差小的costas PLL提高载波相位的基本发明。使得跟踪环能够同时满足动态性能与跟踪精度的要求，环路参数的可编程设置，并且两种跟踪策略随载体动态变化以软件的方式进行切换，保证了跟踪的灵活性与稳健性。载波跟踪环路算法结构如图2所示。由于系统在高动态环境下工作，载波跟踪采用锁频环和锁相环同时工作，跟踪载波。锁频环在捕获预测的频率的基础上进行频率估计，同步调节锁频环NCO的输出，进行载波剥离。通常采用积分清除加频率鉴别实现频率估计，频率估计的线性范围由积分清除的时间决定，而且在积分清除时间段内不能发生数据位的跳变。本发明实施例中载波NCO偏置为数字中频信号的中频对应的频率字
伪码和载波完成初步捕获后，就进入跟踪阶段。由于此时多普勒频率预测的分辨率仅为500Hz，残留的多普勒频率成分还比较大，因此首先采用频率牵引模块将载波频率估计残差Δfk降到10Hz以下，然后根据载波相位θk进行判决，如果θk大于10°，载波跟踪则采用叉积鉴频器进行频率跟踪；如果θk小于10°，则采用纯PLL进行相位跟踪。图3中的输出选择器就是根据Δfk和θk的不同情况，来选择是由频率牵引算法的输出反馈给载波NCO，还是由FLL环路输出或PLL环路输出反馈给载波NCO(如图3所示) 2、积分-清除器和频率、相位判决算法 积分-清除器的作用如下 ①低通滤波器积分-清除器相当于一个低通滤波器，滤除混频后的和频成分； ②对输入信号进行低通滤波，消除动态和射频噪声的影响； ③对输入信号进行积累，提高信号的信噪比，增大接收机灵敏度。接收机射频前端的采样率为62.11MHz，当预检测积分时间为0.2ms时，对12422个数据积分累加可以使信噪声比提高近42dB； ④降采样率应答机的输入中频信号的采样率为62.11MHz，积分清除器每累加12422点输出一次结果，即数据采样率降为5kHz，约一个伪码周期的长度。因为在位同步之前，如果积分时间超过一个伪码周期的长度，那么积分时间段内可能跨越数据位的跳变，这种情况下得到的I、Q两路积分清除结果就是错误的。所以选择积分清除时间为0.2ms。
设采样频率为Ts为采样间隔，接收信号下变频后经中频采样，得到 s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ] (1) 公式(1)中ωI＝2πfITs为接收信号中频频率；ωd＝2πfdTs为多普勒频率；φ为接收信号相位；PNI(i·Ts)；PNQ(i·Ts)分别为同相伪码和正交伪码；τ为接收信号延时。
设接收通道载波NCO输出的同相信号和正交信号分别为 公式(2)中AR为NCO输出正余弦信号的幅度；(
为对接收信号中多普勒频率fd的估计)；
为对接收信号相位φ的估计。
I、Q支路积分-清除器在相关间隔末输出结果为 公式(3)中A为信号幅度；Δωd(k)为多普勒频移估计残差，ε(k)为码相位(延时)估计偏差(真实延时和估计延时的差)，ε(k)＝Δτ；R(·)为伪随机码理想的二电平自相关函数，均为时间的函数；N为积分清除器的积分点数；θk为载波相位误差，θk＝k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+Δφ；nI(k)，nQ(k)为随机噪声。公式(3)很重要，是进行频率跟踪误差估计、叉积鉴频和反正切鉴相算法的依据。
频率判决采用表达式如下 公式(4)中，TID为积分清除时间。
在用四相鉴频器频率牵引过程中，采用Δfk判断当前频率是否小于10Hz。若当前频率Δfk小于10Hz，则转入FLL跟踪环进行频率跟踪；否则，继续频率牵引过程。
在跟踪开始时，需要用频率牵引�？榻德蚀蛹赴俸兆惹Ｒ�10Hz以下，然后根据载波相位θk进行判决。如果θk大于10°，接收机用叉积鉴频器进行频率跟踪；如果θk小于10°，则采用纯PLL环进行相位跟踪。
相位判决表达式为 上式中当θk很小时，tgθk与θk成正比。设θk＜10°时，转入锁相环跟踪，将θk＝10°带入上式，得到相位判决阈值ηk＝0.176。
3、四相鉴频器实现频率牵引 伪码捕获后，载波多普勒频移范围被引导到一个多普勒频率搜索单元范围，即500Hz，此时频率估计误差仍然很大，有可能超出叉积鉴频器的线性跟踪范围。因此，首先利用频率牵引�？榻德是Ｒ讲婊灯鞯母俜段�。
本发明采用四相鉴频器进行频率牵引算法四相鉴频器计算方法简单，运算量�。枰啻吻Ｒ拍芡瓿山德是Ｒ�10Hz以下。在频率牵引过程中，采用Δfk判断当前频率是否小于10Hz，若当前频率Δfk小于10Hz，则转入FLL跟踪环进行高频率跟踪；否则，继续频率牵引过程。
4、叉积鉴频自动频率跟踪(CP-AFC)锁定环(FLL) 当四相鉴频器将较大的频率误差牵引到一定的范围之内时，就可以用叉积鉴频器实现精确的频率跟踪。FLL通过载波NCO产生适当的频率以解调信号载波，对同相信号相位的180°反转不敏感，因此在信号初始捕获时，实现频率锁定比实现相位锁定容易。本发明采用叉积自动频率跟踪算法(CP-AFC)实现FLL鉴频器。相对于其它算法，该算法在低信噪比时性能接近最佳。
当频率误差小于10Hz时，采用叉积鉴频器实现精确的频率跟踪。叉积自动频率跟踪环原理图4。其中，T为积分-清除器的积分间隔时间。
叉积鉴频器输出efk为 efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1) ＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6) ·sinc[Δfd(k)·πT]·sinc[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1) 公式(6)中T为积分清除时间。由于捕获完成时，已经将接收伪码和本地伪码基本对齐，设时间间隔为单位时间，连续量测过程中调制数据位不变，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；当频率牵引完成时，多普勒频移估计误差Δfd＜10°/Hz，相位误差|Δfd(k)·πT|＜＜π/2时，sinc2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1。所以控制量与单位时间内的相位变化(频率)成正比，用此经过滤波器来控制载波NCO达到频率跟踪的目的。
叉积鉴频器的输出为 efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T(7) 叉积鉴频器鉴频特性如图5所示。
可以看出，在误差较小时，efk与多普勒频移角频率估计误差Δfd成正比。由于存在与码相位误差ε(k)和多普勒频移估计误差Δfd相关的项，鉴频器的增益受到了一定程度的影响。对于载波相位跟踪而言，二阶FLL环可以以零稳态误差跟踪均匀和匀加速度产生的相位与频率变化率，以稳态误差跟踪载体加加速度产生的频率变化率的导数。
5、相位跟踪锁定环(PLL) 同相正交锁相环(Costas环)是PLL的一种，由于它对载波调制数据不敏感而在PSK解扩接收机中得到了普遍应用。常用的科斯塔斯环鉴相器算法为二象限反正切鉴相算法 二象限反正切鉴相器tan-1(Qps/Ips)性能在整个-90°～90°范围内呈线性，性能最优。鉴相器输出信号与码延时误差及多普勒频移估计误差有关。由于接收机采用独立的码跟踪环与载波跟踪环，载波环闭合在码环相关发生之后，因此码相位已对准在容许的范围内，对载波跟踪影响不大。多普勒频移估计误差处在多普勒搜索单元范围内，有可能较大，此时科斯塔斯环的鉴相函数幅度衰减，鉴相特性受到影响，直接捕获或跟踪相位是比较困难的。当接收机通过四相鉴频器将频率估计误差牵引到可接受的范围内，叉积鉴频器使载波跟踪环达到稳定的跟踪状态，采用科斯塔斯环载波相位跟踪模式。科斯塔斯环与一般的PLL一样对动态性敏感，但能产生最精确的伪距变化率观测量。对于给定的信号功率，科斯塔斯环也提供比FLL误比特率低的数据解调。
6、锁频环FLL与锁相环PLL的环路滤波器 环路滤波器的选择要考虑两种因素滤波器阶数和噪声带宽，这两个参数的选择直接决定着环路对输入信号的动态响应。一阶跟踪环路(环路滤波器为0阶)可以跟踪相位阶跃输入，而且没有稳态相位误差，但在跟踪频率阶跃输入时，就会有稳态相位误差；理想二阶跟踪环路(环路滤波器为1阶)，可以跟踪相位阶跃和频率阶跃信号，且无稳态误差，但在跟踪频率斜升信号输入时，就会有稳态跟踪误差；三阶跟踪环路(环路滤波器为2阶)可以正确跟踪相位阶跃、频率阶跃和频率斜升信号，且无稳态误差。锁频环相对于锁相环，对动态的应力较好。为应对同样的动态，锁频环的阶数可以比锁相环的阶数低一阶。所以载波跟踪锁频环(二阶环)采用一阶Jaffe-Rechtin滤波器，载波跟踪锁相环(三阶环)采用二阶Jaffe-Rechtin滤波器。
最后总结一下载波跟踪环路FLL与PLL的跟踪误差，主要来源于 ①信号多普勒动态应力相对运动的加加速度(多普勒频移量的二阶导数)引起； ②环路的热噪声颤动误差与信号载噪比动态和环路带宽有关； ③频标的随机漂移与本地频标的Allan方差有关，一般影响因素很小可以忽略。
综上所述，四相鉴相的频率牵引+叉积鉴频的二阶FLL频率自动跟踪环+二象限反正切鉴相的三阶PLL锁相环组合构成的载波跟踪环路结构(图6)能够满足一般高动态任务的需求；精心设计一阶、二阶Jaffe-Rechtin环路滤波器参数能够获得较高的载波频率/载波相位跟踪精度。
(二)高动态扩频码跟踪环路 1、扩频码跟踪环路算法的设计原理 在FFT频域并行搜索捕获粗略的载波频率和伪码相位后，本地再生扩频码和接收信号的扩频码完成粗对齐，误差在1/2码片之内。随后，转入码跟踪过程(与载波跟踪对应)，实现扩频码相位(延迟)精确对准。因此，码跟踪环与载波跟踪环结构、算法与设计具有同构性。
伪码的闭环跟踪通常采用延迟锁相环，即利用本地码发生器产生相位超前、滞后信号并与输入的BPSK/QPSK调制的扩频信号正交混频后相关，比较同相I/正交Q两支路结果以获取码相位误差信号来控制码NCO并产生与输入码相位一致的本地码信号。本发明采用超前-滞后非相干跟踪环路，它在跟踪的过程中不需要相干载波，并且对载波跟踪状态没有依赖性，综合性能优越。码跟踪环路的整体结构框图如图6所示。
本发明的伪码相位跟踪采用了非相干数字延迟锁相环(DDLL)算法结构(如图7所示)，由积分-清除器、码鉴相器、环路滤波器、码NCO、再生码发生器和移位寄存器等组成。其中积分-清除器、码鉴相器和环路滤波器的参数决定了码跟踪环路的特性。为了实现窄相关，达到精确跟踪码相位的目的，在环路设计中通过移位寄存器产生了即时码、超前滞后1/2码片、超前滞后1/4码片的再生伪码，分别构成相关间距分别为1码片、1/4的非相干延迟锁定环。在码跟踪环路中，码鉴相器比较同相和正交支路的预检测积分结果，产生误差信号，通过环路滤波器输出码NCO频率控制字，控制再生伪码和接收伪码精确对齐。
本发明实施例中码跟踪环中的积分-清除器采用与载波跟踪环相同的结构，预检测时间也为0.2ms，即每0.2ms积分累加12422次。积分-清除器已在载波跟踪环算法中讨论，下面讨论码跟踪环路鉴相算法、码跟踪环路滤波器、载波辅助码环跟踪。
2、码跟踪环的码环鉴别器鉴相算法 码鉴相器根据同相和正交支路的相关值，产生相关误差量，延迟锁定环的类型决定延迟锁定环的性能，能产生相关误差量的可以是相干码鉴相器或非相干码鉴相器。码环鉴别器输入为载波同相I/正交Q支路的码相位超前、即时、滞后的数字相关积累结果。
常用的码环鉴别器算法有三种点积功率鉴别器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前减去滞后功率鉴别器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前减去滞后包络鉴别器
本质上，超前减去滞后功率和超前减去滞后包络两种鉴别器有相同的DLL鉴别器误差性能，而且超前减去滞后包络运算量较大，一般不使用超前减去滞后包络鉴别器。
当码相关发生时，环路进行跟踪状态，假定相关间距d＝2δ，则超前减滞后型相干码鉴相器输出的误差信号为 E(k)＝Ie(k)-Il(k) (9) ＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]} 从公式(9)中可以看出，误差信号对载波跟踪具有依赖性，当载波未同步或跟踪后出现周跳时，鉴相器将产生不定量，因此一般不采用相干型鉴相器。非相干型码鉴相器主要有超前减滞后功率鉴相器和点积鉴相器。本发明提供了两种不同的延迟锁定环鉴别器算法归一化的超前减滞后功率鉴别器；归一化的点积鉴别器。
(1)超前减滞后功率鉴相器 在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分别为输入同相信号与超前、即时、滞后码在相关输出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分别为输入正交相信号与超前、即时、滞后码在相关输出，定义超前减滞后功率鉴相器鉴相特性函数Sel(ε，δ)为 Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ] (11) 当定义扩频码完全对准时的相关值和码片宽度Tc均为1时自相关函数可以表示为 将公式(11)分别代入公式(12)中，可以得到超前减滞后功率鉴相器的鉴相特性函数 ①当δ＝1/2时 ②当δ＝1/8或δ＝1/16时 (2)点积鉴相器 Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k) ＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15) ＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ) 在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分别为输入同相信号与超前、即时、滞后码在相关输出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分别为输入正交数字信号与超前码、即时码、滞后码在数字相关积累结果经相位旋转结果后的输出。定义点积鉴相器鉴相特性函数Sdp(ε，δ)为 Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)] (16) ①当δ＝1/2时 ②当δ＝1/8或δ＝1/16时 在实施例中用Ips2+Qps2(即时码相位时刻的功率)分别对超前减滞后功率鉴相器和点积鉴相器进行归一化处理，通过归一化它消除了信号幅度和载波跟踪带来的影响，有效地压制了噪声干扰和减少脉冲干扰影响，提供了恒定的鉴相器鉴相增益，避免了在数字相关积累后再增加一个AGC控制器。
图8(a)表示超前减滞后功率鉴相器的鉴相特性曲线，从图中可以看出，在超前减滞后功率鉴相器中，随着相关间隔的减�。嗵匦郧叩南咝苑段П湫。嗥鞯脑鲆�(鉴相特性曲线在零点处的斜率)变大，它表明超前减滞后功率鉴相器具有窄相关的优点。图8(b)表示点积鉴相器的鉴相特性曲线，从图中可以看出，在点积鉴相器中，随着相关间隔的减�。嗵匦郧叩南咝苑段П湫。嗥鞯募嗵匦郧呷疵挥蟹⑸飨愿纳�。
研究表明，窄相关跟踪可以提高伪码跟踪环的跟踪精度。归一化的超前减滞后功率鉴相器具有适于窄相关间距的优点，其增益较大和鉴相灵敏度比较高，但在码相位较大时增益较�。虼耸视糜诼敫倩仿犯俸笃诘母吡槊舳雀俸褪视糜谡喙馗俸统爸秃舐爰涓糇钚〖涓粼�0.05码片以上的情况。对相关间距为1/4、1/8码片的伪码延迟锁定环采用归一化的超前减滞后功率点积鉴相器。考虑超前减去滞后功率鉴别器在相同d值时，热噪声颤动误差大于点积功率鉴别器，点积功率鉴别器适用于超前滞后码最小间隔在0.1码片以上的情况(同时点积功率鉴别器运算量较小)。综合比较分析认为点积鉴相器运算量与超前减滞后功率鉴相器相比较�。虼吮冉鲜屎嫌米髟诼敫俪跗谑钡募嗨惴ǎ辉谒婧蟮母呔嚷敫偈保捎贸凹踔秃蠊β始嗥鹘姓喙丶嗨惴�。研究表明采用窄相关技术可以有效地减轻多径效应的影响。
NovAtel公司在对GPS的C/A码跟踪时，采用了间距从1码片到0.05码片可变的相关器组，并且在窄相关间隔时采用归一化的超前减滞后功率鉴相器，C/A码跟踪噪声性能优于10cm(1σ)，达到了P码的跟踪精度。
3、码跟踪环的环路滤波器设计与误差分析 系统在高动态环境下工作时，码跟踪环将存在动态跟踪误差。由于码时钟频率的多普勒成分和载波多普勒频率成固定比例关系的，因此设计载波跟踪环对码跟踪环进行载波辅助，可以消除码跟踪环的大部分动态，码跟踪环的动态跟踪误差在设计中可以忽略。由于在对码跟踪中采用了载波环的辅助，码跟踪环采用二阶环路滤波器。本发明滤波算法选择二阶Jaffe-Rechtin滤波器。
下面分析码跟踪环路动态和热噪声性能。
①环路动态性能 码跟踪环的动态测量误差由环路滤波器的阶数和带宽决定，对于二阶码跟踪环路滤波器，其动态测量误差为 公式(19)中R以基码片数为单位，环路自然频率ωn＝1.89Bn，(Bn为环路带宽)。
在通常情况下，载体的动态加速度在码环中引起动态跟踪误差，但是由于码多普勒和载波多普勒之间存在着固定的比例关系，在载波环对载体动态进行精确跟踪的同时，通过载波辅助，可以消除码环中的大部分动态误差，因此，码环中实际存在动态误差很�。梢圆挥杩悸�。
②热噪声颤动误差(1σ) 超前减滞后功率鉴相器的热噪声误差为 点积鉴相器的热噪声误差为 在公式(20)和公式(21)中Bn为环路等效噪声带宽(Hz)，d为超前和滞后码相关间隔(码片)，T为预检测积分时间(s)，C/N0为载波噪声功率比(当C/N0以dB为单位表示时，它等于
根据公式(20)和公式(21)和图9可知码跟踪环设计参数(超前和滞后码相关间隔d、预检测积分时间T、环路带宽Bn)给定时，载噪比C/N0越大，码环热噪声方差越小、跟踪精度越高。在满足码环动态跟踪性能的前提下，Bn越小越好推荐值为1/20Hz～1/10Hz之间。从本节的理论分析可知，在大信号动态条件下(载噪比C/N0大范围变化)和多普勒动态条件下(相对运动变化剧烈)，对环路带宽Bn的要求是矛盾的，窄的环路带宽有利于消除前者影响(抑制热噪声颤动误差)，宽的环路带宽有利于消除后者影响(抑制跟踪误差)，实测结果也反映了这一规律。
4、载波辅助码环跟踪补偿多普勒动态误差 载波跟踪环在精确跟踪载波相位变化的同时提供一个载波辅助用以控制码NCO输出频率以真实跟踪由于多普勒效应引起的扩频码速率变化。因为信号上的多普勒效应与信号的波长成反比，所以定义一个载波辅助比例因子fcode为扩频码速率标称值，fRF为射频载波频点标称值。
由于动态运动而带来的扩频码码速率变化量(扩频码多普勒频移)由下式计算 公式(22)中
为载波环路滤波器输出的载波多普勒频率估计值；
为扩频码多普勒频移估计值。
换算为频率控制字后和码跟踪环环的频率偏置控制字Pbias相加，一起反馈给伪码延迟锁定环的数控振荡器NCO进行调整，有效降低动态应力对伪码延迟锁定环的影响，从而提高码跟踪环的动态跟踪性能和跟踪精度。
获得高精度的载波多普勒频移估计值具有重要的意义，能够用于精密测速、连续的载波相位观测、积分多普勒测量、载波辅助码环跟踪获得高精度测距、设计窄带的载波环和码环滤波器来抑制大范围载噪比变化的信号动态、提高载波环与码环的跟踪精度、降低失锁概率、提高环路信噪比与接收机灵敏度，等等。特别是能用于辅助加密跳码直接捕获、用于突发扩频体制和扩频测距/非扩频数传复用信道体制的载波多普勒和码相位的外推预报，等等，为机群链路的某些关键技术提供解决方案。
权利要求
1.一种机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法，其是在电路板的数字信号处理器DSP和FPGA上实现；其特征在于该方法具体如下
(一)高动态载波跟踪环路
该高动态载波跟踪环路单元，采用适用载体动态的载波跟踪策略，即在通过FFT频域算法进行伪码相位捕获后，采用四相鉴频器进一步牵引捕获多普勒频率、初始跟踪，将多普勒频率从几百赫兹降到几赫兹，使之进入叉积自动频率跟踪环的工作范围；采用动态能力强的FLL环消除动态、稳态跟踪；采用热噪声误差小的costas PLL提高载波相位；具体如下
[1]积分-清除器和频率、相位判决算法
设采样频率为Ts为采样间隔，接收信号下变频后经中频采样，得到
s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ] (1)
公式(1)中ωI＝2πf1Ts为接收信号中频频率；ωd＝2πfdTs为多普勒频率；φ为接收信号相位；PNI(i·Ts)；PNQ(i·Ts)分别为同相伪码和正交伪码；τ为接收信号延时；
设接收通道载波NCO输出的同相信号和正交信号分别为
公式(2)中AR为NCO输出正余弦信号的幅度；为对接收信号中多普勒频率fd的估计)；
为对接收信号相位φ的估计；
I、Q支路积分-清除器在相关间隔末输出结果为
公式(3)中A为信号幅度；Δωd(k)为多普勒频移估计残差，ε(k)为码相位(延时)估计偏差——真实延时和估计延时的差，ε(k)＝Δτ；R(·)为伪随机码理想的二电平自相关函数，均为时间的函数；N为积分清除器的积分点数；θk为载波相位误差，θk＝k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+Δφ；nI(k)，nQ(k)为随机噪声；
频率判决采用表达式如下
公式(4)中，TID为积分清除时间。
在用四相鉴频器频率牵引过程中，采用Δfk判断当前频率是否小于10Hz；若当前频率Δfk小于10Hz，则转入FLL跟踪环进行频率跟踪；否则，继续频率牵引过程；
在跟踪开始时，需要用频率牵引�？榻德蚀蛹赴俸兆惹Ｒ�10Hz以下，然后根据载波相位θk进行判决。如果θk大于10°，接收机用叉积鉴频器进行频率跟踪；如果θk小于10°，则采用纯PLL环进行相位跟踪；
相位判决表达式为
上式中当θk很小时，tgθk与θk成正比。设θk＜10°时，转入锁相环跟踪，将θk＝10°带入上式，得到相位判决阈值ηk＝0.176；
[2]四相鉴频器实现频率牵引
伪码捕获后，载波多普勒频移范围被引导到一个多普勒频率搜索单元范围，即500Hz，此时频率估计误差仍然很大，因此，首先利用频率牵引模块将频率牵引到叉积鉴频器的跟踪范围内；采用四相鉴频器进行频率牵引算法，需要多次牵引后将频率牵引到10Hz以下；在频率牵引过程中，采用Δfk判断当前频率是否小于10Hz，若当前频率Δfk小于10Hz，则转入FLL跟踪环进行高频率跟踪；否则，继续频率牵引过程；
[3]叉积鉴频自动频率跟踪锁定环；
当频率误差小于10Hz时，采用叉积鉴频器实现精确的频率跟踪；其中，T为积分-清除器的积分间隔时间；
叉积鉴频器输出efk为
efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)
＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6)
·sinc[Δfd(k)·πT]·sin c[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1)
公式(6)中T为积分清除时间。由于捕获完成时，已经将接收伪码和本地伪码基本对齐，设时间间隔为单位时间，连续量测过程中调制数据位不变，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；当频率牵引完成时，多普勒频移估计误差Δfd＜10°/Hz，相位误差|Δfd(k)·πT|＜＜π/2时，sin c2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1；所以控制量与单位时间内的相位变化；成正比，用此经过滤波器来控制载波NCO达到频率跟踪的目的；
叉积鉴频器的输出为
efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T (7)
[4]相位跟踪锁定环；
同相正交锁相环，即科斯塔斯环是相位跟踪锁定环的一种，常用的科斯塔斯环鉴相器算法为二象限反正切鉴相算法
二象限反正切鉴相器tan-1(Qps/Ips)性能在整个-90°～90°范围内呈线性，性能最优；
[5]锁频环FLL与锁相环PLL的环路滤波器
载波跟踪锁频环采用一阶Jaffe-Rechtin滤波器，载波跟踪锁相环采用二阶Jaffe-Rechtin滤波器；
综上，四相鉴相的频率牵引+叉积鉴频的二阶FLL频率自动跟踪环+二象限反正切鉴相的三阶PLL锁相环组合构成的载波跟踪环路结构，能够满足一般高动态任务的需求；精心设计一阶、二阶Jaffe-Rechtin环路滤波器参数能够获得较高的载波频率/载波相位跟踪精度；
(二)高动态扩频码跟踪环路
在FFT频域并行搜索捕获粗略的载波频率和伪码相位后，本地再生扩频码和接收信号的扩频码完成粗对齐，误差在1/2码片之内；随后，转入码跟踪过程，实现扩频码相位(延迟)精确对准；伪码的闭环跟踪通常采用延迟锁相环，即利用本地码发生器产生相位超前、滞后信号并与输入的BPSK/QPSK调制的扩频信号正交混频后相关，比较同相I/正交Q两支路结果以获取码相位误差信号来控制码NCO并产生与输入码相位一致的本地码信号；
所述的伪码相位跟踪采用了非相干数字延迟锁相环即DDLL算法结构，由积分-清除器、码鉴相器、环路滤波器、码NCO、再生码发生器和移位寄存器组成；其中积分-清除器、码鉴相器和环路滤波器的参数决定了码跟踪环路的特性；为了实现窄相关，达到精确跟踪码相位的目的，在环路设计中通过移位寄存器产生了即时码、超前滞后1/2码片、超前滞后1/4码片的再生伪码，分别构成相关间距分别为1码片、1/4的非相干延迟锁定环；在码跟踪环路中，码鉴相器比较同相和正交支路的预检测积分结果，产生误差信号，通过环路滤波器输出码NCO频率控制字，控制再生伪码和接收伪码精确对齐；下面详细说明码跟踪环路鉴相算法、码跟踪环路滤波器、载波辅助码环跟踪
[1]码跟踪环路的码环鉴别器鉴相算法
码环鉴别器输入为载波同相I/正交Q支路的码相位超前、即时、滞后的数字相关积累结果；
常用的码环鉴别器算法有三种点积功率鉴别器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前减去滞后功率鉴别器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前减去滞后包络鉴别器
一般不使用超前减去滞后包络鉴别器；
当码相关发生时，环路进行跟踪状态，假定相关间距d＝2δ，则超前减去滞后型相干码
鉴相器输出的误差信号为
E(k)＝Ie(k)-Il(k) (9)
＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}
从公式(9)中可以看出，误差信号对载波跟踪具有依赖性，当载波未同步或跟踪后出现周跳时，鉴相器将产生不定量，因此一般不采用相干型鉴相器；非相干型码鉴相器主要有超前减滞后功率鉴相器和点积鉴相器；本发明提供了两种不同的延迟锁定环鉴别器算法归一化的超前减滞后功率鉴别器、归一化的点积鉴别器；
①超前减滞后功率鉴别器
在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分别为输入同相信号与超前、即时、滞后码在相关输出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分别为输入正交相信号与超前、即时、滞后码在相关输出，定义超前减滞后功率鉴相器鉴相特性函数Sel(ε，δ)为
Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ](11)
当定义扩频码完全对准时的相关值和码片宽度Tc均为1时自相关函数可以表示为
将公式(11)分别代入公式(12)中，可以得到超前减去滞后功率鉴相器的鉴相特性函数
(i)当δ＝1/2时
(ii)当δ＝1/8或δ＝1/16时
②点积鉴别器
Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k)
＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15)
＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ)
在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分别为输入同相信号与超前、即时、滞后码在相关输出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分别为输入正交数字信号与超前码、即时码、滞后码在数字相关积累结果经相位旋转结果后的输出。定义点积鉴相器鉴相特性函数Sdp(ε，δ)为
Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)] (16)
(i )当δ＝1/2时
(ii)当δ＝1/8或δ＝1/16时
[2]码跟踪环的环路滤波器
由于在对码跟踪中采用了载波环的辅助，码跟踪环采用二阶环路滤波器。本发明滤波算法选择二阶Jaffe-Rechtin滤波器；
下面分析码跟踪环路动态和热噪声性能
①环路动态性能
码跟踪环的动态测量误差由环路滤波器的阶数和带宽决定，对于二阶码跟踪环路滤波器，其动态测量误差为
公式(19)中R以基码片数为单位，环路自然频率ωn＝1.89Bn，(Bn为环路带宽)；
在通常情况下，载体的动态加速度在码环中引起动态跟踪误差，但是由于码多普勒和载波多普勒之间存在着固定的比例关系，在载波环对载体动态进行精确跟踪的同时，通过载波辅助，可以消除码环中的大部分动态误差，因此，码环中实际存在动态误差很�。梢圆挥杩悸牵�
②热噪声颤动误差(1σ)
超前减滞后功率鉴相器的热噪声误差为
点积鉴相器的热噪声误差为
在公式(20)和公式(21)中Bn为环路等效噪声带宽(Hz)，d为超前和滞后码相关间隔(码片)，T为预检测积分时间(s)，C/N0为载波噪声功率比(当C/N0以dB为单位表示时，它等于
[3]载波辅助码环跟踪补偿多普勒动态误差
载波跟踪环在精确跟踪载波相位变化的同时提供一个载波辅助用以控制码NCO输出频率以真实跟踪由于多普勒效应引起的扩频码速率变化；因为信号上的多普勒效应与信号的波长成反比，所以定义一个载波辅助比例因子fcode为扩频码速率标称值，fRF为射频载波频点标称值；
由于动态运动而带来的扩频码码速率变化量——扩频码多普勒频移，由下式计算
公式(22)中
为载波环路滤波器输出的载波多普勒频率估计值；
为扩频码多普勒频移估计值；
换算为频率控制字后和码跟踪环环的频率偏置控制字Pbias相加，一起反馈给伪码延迟锁定环的数控振荡器NCO进行调整，有效降低动态应力对伪码延迟锁定环的影响，从而提高码跟踪环的动态跟踪性能和跟踪精度。
全文摘要
本发明涉及一种机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法，属于航空数据链、无线电导航技术领域。本发明的目的在于提供一种机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法及其实现结构，以解决现有技术中的问题。本发明提供了一种可以在电路板的数字信号处理器DSP和FPGA上实现机群链路高动态信号的精密跟踪与测量方法的体系构架，利用载波跟踪的频率跟踪环+相位锁定环双环结构和码相位锁定环实现高动态条件下的高精度跟踪，解决了传统高动态接收机精度不佳的缺陷。本发明公开的方法能够广泛应用于基于抑制载波调制直接序列扩频体制的卫星导航接收机、测距系统和通信系统。
文档编号G01S13/50GK101776752SQ20101010393
公开日2010年7月14日 申请日期2010年1月29日 优先权日2010年1月29日
发明者杨宜康, 陈晓敏, 齐建中 申请人:中国科学院空间科学与应用研究中心
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