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专利名称：功率关联量测量装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及对功率(有功、无功)、电能(有功、无功)中的至少一个进行测量的测量装置(下文称为功率关联量测量装置)，涉及具有提高测量精度的校正功能的这种测量装置。
背景技术：
已有的功率关联量测量装置具有利用升频采样频率分别对电压信号和电流信号进行量化的Δ-∑ AD调制器、利用数字滤波器分别对量化后的电压信号和电流信号进行移动平均的移动平均处理手段、在每一采样频率将移动平均处理后的电压信号和电流信号相乘的乘法手段、以及去除相乘值的高频分量的数字低通滤波器。
还具有使从利用所述升频采样频率进行量化的Δ-∑ AD调制器到后级的移动平均手段的数据转移定时可变并调整电压信号-电流信号间的相位的移位寄存器相位校正手段以及调整各相功率关联量的均衡的均衡校正手段(专利文献1专利第3080207号公报)。
又，调整各相的电压信号-电流信号间的相位和各相功率关联量的均衡，抑制电压信号输入手段和电流信号输入手段产生的信号偏差，从而达到要求的测量精度(专利文献2专利第3330519号公报)。
电压信号输入手段和电流信号输入手段产生的信号偏差取决于要检测的电压和电流的大小、要检测的电压和电流的频率、运算中的温度。温度也影响AD变换器的变换特性。也就是说，要检测的电压和电流的大小、频率、运算中的温度一旦发生变化，电压信号输入手段、电流信号输入手段和AD变换器产生的信号的偏差就变化。
然而，已有的功率关联量测量装置在装置出厂时按常温校正额定电压、额定电流和额定频率，该校正值固定。即，除初始设定外，测量中不能根据电压、电流、频率或温度校正运算值。
因此，为了得到在大输入范围、大温度范围能满足的精度，需要采用要检测的电压和电流的大小、频率以及运算中的温度等造成的误差变动小而且精度高的电压信号输入手段、电流信号输入手段和AD变换器，因而造价高。
本发明是为解决该问题而完成的，其目的是得到受要检测的电压和电流的大小、频率、运算中的温度影响小的功率关联量测量装置。

发明内容
本发明的功率关联量测量装置具有对装载在电力线上的电流传感器和电压传感器检测到的电流信号和电压信号分别进行数字变换的AD变换电路、在从所述AD变换电路的输出求所述电压频率的同时根据所述AD变换电路的输出运算所述电力线的功率关联量的功率关联量运算部、以及将所述电压、电流和频率中的至少任意一个作为参数校正所述功率关联量的校正手段。
又，该功率关联量测量装置还具有对装载在电力线上的CT和PT检测到的电流和电压分别进行数字变换的AD变换电路、装在所述CT、PT和AD变换电路中的至少一个的温度检测器、在从所述AD变换电路的输出求所述电压的频率的同时根据所述AD变换电路的输出运算所述电力线的功率关联量的功率关联量运算部、以及将所述温度作为参数校正所述功率关联量的校正手段。


图1是示出本发明实施形态1的功率关联量测量装置的组成的图。
图2是图1的部分详图。
图3是校正前后的功率矢量图。
图4是示出校正的流程的图。
图5是说明CT电流探测中频率与相位的关系和校正线性的特性图。
图6是说明校正线性的图。
图7是说明本发明实施形态5的CT电流探测中频率与相位的关系和校正线性的图。
附图中，101、103是电压信号，121、123、221、223是Δ-∑ AD变换器，141、143、241、243是电压有效值运算手段，161、163、261、263是电流有效值运算手段，191、193、291、293是希耳伯特变换手段，201、203是电流信号，301、303是乘法手段，321、323是数字低通滤波器手段，341、343是乘法手段，361、363是数字低通滤波器手段，54是电源频率运算手段，56是温度测量手段，W_in_N是校正前的功率，W_out_N是校正后的功率，var_in_N是校正前的无功功率，var_out_N是校正后的无功功率，Vrms_1、Vrms_3是电压有效值，Irms_1、Irms_3是电流有效值，Freq是电源频率，Temp是温度。
具体实施形态实施形态1下面，根据图1、图2说明本发明实施形态1的功率关联量测量装置的组成。图1、图2中，为了使图便于理解，仅示出1相和3相的情况，省略2相时的图。
以下的说明中，尤其对符号，在申请手续方面，未按大小字符严密区分记载。
图1中，对各信号设置的Δ-∑ AD变换器(下文称为AD变换器)121、123、221、223利用升频取样频率分别对装载在图中未示出的电力线的电压传感器(下文有时称为PT)检测出的电力线电压信号101、103和所述电力线上装载的图中未示出的电流传感器(下文有时称为CT)检测出的电流信号201、203进行量化后，将其输入功率关联量运算部100。频率运算手段54从AD变换器的电压输出求频率，又由温度检测手段56求出各AD变换器的温度，将其输入功率关联量运算部100。
图2示出功率关联量运算部100的详况。图2中，未示出的移动平均处理手段利用数字滤波器分别对量化的电压信号和电流信号进行移动平均后，将其输入乘法手段301、303。乘法手段301、303在每一采样周期对移动平均处理后的电压信号和电流信号进行相乘。数字低通滤波器手段321、323滤除所述相乘值的高频分量。该滤波器手段321、323的输出称为校正前的功率W_in_N(N＝1、2、3)。W_in_N在电力接收时为正值，而在发送时为负值。
图中虽然未具体示出，但图1的AD变换器121、123、221、223进行AD变换后的部分，其处理可以全部由软件或硬件来处理。
由希耳伯特变换(正交相)191(193)和希耳伯特变换(同相)291(293)组成的希耳伯特变换手段191、193、291、293将电压信号-电流信号间的相位旋转90度。乘法手段341、343在每一采样频率将希耳伯特变换手段输出的电压信号和电流信号相乘。数字低通滤波器手段361、363滤除相乘值的高频分量。该手段361、363的输出称为校正前的无功功率var_in_N(N＝1、2、3)。var_in_N在电力接收迟后且发送超前时为正值，而电力接收超前且发送迟后时为负值。
振幅相位校正矩阵运算手段381、383将校正前的功率W_in_N和无功功率var_in_N作为输入，进行后文说明的校正运算。其输出称为校正后的功率W_out_N(N＝1、2、3)、校正后的无功功率var_out_N(N＝1、2、3)。式(1)表示振幅相位校正矩阵运算手段381、383的校正运算。
W_out_NVar_out_N-Gain_N×cos(θ_N)-sin(θ_N)sin(θ_N)cos(θ_N)W_in_Nvar_in_N]]>····(式1)Gain_N-|B|/|A| …(式2)式(1)、式(2)中，N(N＝1、2、3)表示各相。式(1)、式(2)在θ_N为正时，进行左旋转，因而θ_N为正时，进行迟后方向的旋转，而其为负时，进行超前方向的旋转。为了帮助理解，图3示出此关系。
在额定电压、额定电流、额定频率、常温下，求上述式(1)、式(2)的矩阵中的Gain_N和θ_N，本发明的功率关联量测量装置在初始调整时，根据这些式(1)、式(2)，进行电压信号-电流信号间的相位调整、各相功率关联量的均衡调整。除调整时外，初始调整时决定的Gain_N和θ_N不变，与实际运算中使用的振幅相位校正矩阵分开，作为初始调整时的振幅相位校正矩阵预先存储。
初始调整时的振幅相位校正矩阵Gain_N×cos(θ_N)-sin(θ_N)sin(θ_N)cos(θ_N)]]>图4示出本发明的校正流程。图5示出对电源频率变化造成的相位变化量进行校正的概念。图5是说明CT在电流探测中频率与相位的关系和校正直线的说明图。图5(a)是横轴为频率(40Hz～70Hz)、纵轴为相位误差(-1度～+0.4度)时的特性图，示出CT的实际特性90和用一次方程(下文称为一次直线)对实际特性90进行近似的校正用一次直线91。图5(b)用与图5(a)相同横轴、纵轴示出利用校正用一次直线91校正频率后各频率的相位误差的误差量，表明45Hz～60Hz范围中落入0.1度的误差内。
实施例1从有效值电压运算手段161、163取得当前的电压有效值Vrms_1、Vrms_3，利用校正用的一次直线算出电压有效值的振幅校正率(振幅变化率的倒数)和相位变化量。电压的振幅校正率和相位变化量校正用的一次直线都与图5(a)、图5(b)所示的频率误差率类似，因而省略图示其特性。下面进一步详细说明校正式。下面的说明中，N表示各相。即，N＝1、2、3。设电压有效值Vrms_1、Vrms_3的振幅校正率为Gain_Vrms_N，相位变化量为Phase_Vrms_N，振幅校正率的一次直线斜率为A_Gain_Vrms，截距为B_Gain_Vrms，相位变化量的一次直线斜率为A_Phase_Vrms，截距为B_Phase_Vrms，当前的电压有效值为Vrms_N，则校正式可表示如下。
Gain_Vrms_N＝A_Gain_Vrms×Vrms_N+B_Gain_Vrms…(V1)Phase_Vrms_N＝A_Phase_Vrms×Vrms_N+B_Phase_Vrms …(V2)预先决定振幅校正率Gain_Vrms_N，使其在电压有效值是初始调整时的电压的情况下为1。又设定Phase_Vrms_N，使其在电压有效值是初始调整时的电压的情况下为0，超前方向的变化量为正，迟后方向的变化量为负。这里的初始调整时的电压是指进行调整时定为基准(即不需要校正)的电压，未必限于实际调整时的电压。为了帮助理解，图6示出上述式(V1)、式(V2)。
可以预先存储所述额定电压，从额定电压和直线的斜率自动换算并求出截距，这时可省略截距的设定。也可自由设定或更改一次直线的斜率和截距。
因此，更改电压信号输入手段的电路组成时(例如从PT电路改为电阻分压电路等)，可仅改变所述校正用的一次直线的斜率和截距的值。
实施例2从电流有效值运算手段261、263取得当前的电流有效值Irm_1、Irm_3，利用一次直线算出电流有效值的振幅校正率(振幅变化率的倒数)和相位变化量。
设电流有效值Irm_1、Irm_3的振幅校正率为Gain_Irms_N，
相位变化量为Phase_Irms_N，振幅校正率的一次直线斜率为A_Gain_Irms，截距为B_Gain_Irms，相位变化量的一次直线斜率为A_Phase_Irms，截距为B_Phase_Irms，当前的电流有效值为Irms_N，则校正式可表示如下。
Gain_Irms_N＝A_Gain_Irms×Irms_N+B_Gain_Irms…(I1)Phase_Irms_N＝A_Phase_Irms×Irms_N+B_Phase_Irms …(I2)设定Gain_Irms_N，使其在当前的电流有效值为初始调整时的电流的情况下为1。又设定Phase_Irms_N，使其在当前的电流有效值是初始调整时的电流的情况下为0，超前方向的变化量为正，迟后方向的变化量为负。因此，也可预先存储初始调整时的电流，从当前的电流值和直线斜率换算截距，这时能减少截距的设定量。还可自由设定或更改一次直线的斜率和截距。因此，更改电流信号输入手段的电路组成时(例如从CT电路改变为分路型CT电路)，可仅改变一次直线的斜率和直线的值。式(I1)、式(I2)特性图与图6类似，因而省略图示说明。
实施例3从电源频率运算手段54取得当前的电源频率Freq，利用校正用的一次直线算出电源频率的电压信号输入和电流信号输入的振幅校正率(振幅变化率的倒数)和相位变化量。
设电源频率的电压信号输入的振幅校正率为Gain_FreqV，相位变化量为Phase_，FreqV，振幅校正率的一次直线斜率为A_Gain_FreqV，截距为B_Gain_FreqV，相位变化量的一次直线斜率为A_Phase_FreqV，截距为B_Phase_FreqV，电源频率的电流信号输入的振幅校正率为Gain_FreqI，相位变化量为Phase_，FreqI，振幅校正率的一次直线斜率为A_Gain_FreqI，截距为B_Gain_FreqI，相位变化量的一次直线斜率为A_Phase_FreqI，
截距为B_Phase_FreqI，当前的电源频率Freq，则校正的一次直线可表示如下。
Gain_FreqV＝A_Gain_FreqV×Freq+B_Gain_FreqV…(FV1)Gain_FreqI＝A_Gain_FreqI×Freq+B_Gain_FreqI…(FI1)Phase_FreqV＝A_Phase_FreqV×Freq+B_Phase_FreqV …(FV2)Phase_FreqI＝A_Phase_FreqI×Freq+B_Phase_FreqI …(FI2)设定一次直线的斜率和截距，使Gain_FreqV和Gain_FreqI在当前的电源频率是初始调整时的电源频率的情况下为1。又设定一次直线的斜率和截距，使Phase_FreqV和Phase_FreqI在当前的电源频率是初始调整时的电源频率的情况下为0，超前方向的变化量为正，迟后方向的变化量为负。于是，可预先存储初始调整时的电源频率，从当前的频率和直线斜率换算截距，这时能减少截距的设定量。还可自由设定或更改一次直线的斜率和截距。因此，改变电压信号输入手段和电流信号输入手段的电路组成时(例如从PT电路改变为电阻分压电路，从CT电路改变为分路型CT电路)，可仅改变一次直线的斜率和截距的值。校正式(FV1)、(FI1)、(FV2)、(FI2)特性均与图6类似，因而省略图示说明。
又，使电压信号输入手段和电流信号输入手段合计的振幅校正率为Gain_Freq，相位变化量为Phase_Freq，并且Gain_Freq＝(A_Gain_FreqV+A_Gain_FreqI)×Freq+B_Gain_FreqV+B_Gain_FreqIPhase_Freq＝(A_Phase_FreqV+A_Phase_FreqI)×Freq+B_Gain_FreqV+B_Phase_FreqI则可减少运算量以及直线斜率和截距的设定量。
实施例4从温度测量手段56取得当前AD变换器的温度Temp(这里假设任何AD变换器温度均大致相同)，利用一次直线算出温度的电压信号输入和电流信号输入以及AD变换器的振幅校正率(振幅变化率的倒数)和相位变化量。
(1)对温度的电压信号输入的校正，设振幅校正率为Gain_TempV，其相位变化量为Phase_TempV，振幅校正率的一次直线斜率为A_Gain_TempV，截距为B_Gain_TempV，
相位变化量的一次直线斜率为A_Phase_TempV，截距为B_Phase_TempV；(2)对温度的电流信号输入的校正，设振幅校正率为Gain_TempI，其相位变化量为Phase_TempI，振幅校正率的一次直线斜率为A_Gain_TempI，截距为B_Gain_TempI，相位变化量的一次直线斜率为A_Phase_TempI，截距为B_Phase_TempI；(3)对温度的AD变换器的校正，设振幅校正率为Gain_TempAD，其相位变化量为Phase_TempAD，振幅校正率的一次直线斜率为A_Gain_TempAD，截距为B_Gain_TempAD，相位变化量的一次直线斜率为A_Phase_TempAD，截距为B_Phase_TempAD，又设当前温度为Temp；则校正式如下。
Gain_TempV＝A_Gain_TempV×Temp+B_Gain_TempV …(TV1)Gain_TempI＝A_Gain_TempI×Temp+B_Gain_TempI …(TI1)Gain_TempAD＝A_Gain_TempAD×Temp+B_Gain_TempAD…(TA1)Phase_TempV＝A_Phase_TempV×Temp+B_Phase_TempV…(TV2)Phase_TempI＝A_Phase_TempI×Temp+B_Phase_TempI…(TI2)Phase_TempAD＝A_Phase_TempAD×Temp+B_Phase_TempAD …(TA2)设定一次直线的斜率和截距，使Gain_TempV、Gain_TempI和Gain_TempAD在当前温度是初始调整时的温度的情况下为1。而且，设定一次直线的斜率和截距，使Gain_TempV、Gain_TempI和Gain_TempAD的超前方向变化量为正，迟后方向变化量为负，在当前温度是初始调整时的温度的情况下为0。于是，可预先存储初始调整时的温度，从当前的温度和直线斜率换算截距，这时能减少截距的设定量。还可自由设定或更改一次直线的斜率和截距。因此，改变电压信号输入手段和电流信号输入手段的电路组成时(例如从PT电路改变为电阻分压电路，从CT电路改变为分路型CT电路)，可仅改变一次直线的斜率和截距的值。
又，使电压信号输入手段和电流信号输入手段以及AD变换器合计的振幅校正率为Gain_Temp，相位变化量为Phase_Temp，并且
Gain_Temp＝(A_Gain_TempV+A_Gain_TempI+A_Gain_TempAD)×Temp+B_Gain_TempV+B_Gain_TempI+B_Gain_TempADPhase_Temp＝(A_Phase_TempV+A_Phase_TempI+A_Phase_TempAD)×Temp+B_Gain_TempV+B_Phase_TempI+B_Phase_TempAD则可减少运算量以及直线斜率和截距的设定量。
为了使功率、无功功率的运算反映上述算出的振幅校正率和相位变化量，初始调整时的振幅相位校正矩阵(上述)乘以振幅校正率和相位变化量校正矩阵。其结果为实际运算中使用的振幅相位校正矩阵。
总振幅校正率和相位变化量为，从电压有效值、电流有效值、电源频率和温度中任意选择希望校正的参数，所选择的参数的综合影响。选择全部参数时，设总振幅校正率为Gain_all_N，总相位变化量为Phase_all_N，则成为式(3)。
Gain_all_N＝Gain_Vrms_N×Gain_Irms_N×Gain_Freq×Gain_TempPhase_all_N＝Phase_Vrms_N+Phase_Irms_N+Phase_Freq+Phase_Temp …(式3)因此，实际运算中使用的振幅相位校正矩阵为以下的式(4)。
运算中使用的振幅相位校正矩阵＝Gain_all_N×调整时的振幅相位校正矩阵×cos(Phase_all_N)-sin(Phase_all_N)sin(Phase_all_N)cos(Phase_all_N)]]>…(式4)使电压有效值、电流有效值反映上述算出的振幅校正率和相位变化量时，有效值与相位无关，因而可将电压有效值Vrms-N、电流有效值Irms-N的振幅校正率乘以初始调整时的变换系数181、183、281、283所得的结果作为实际运算中使用的变换系数。
实际运算中使用的相位振幅校正矩阵系数的计算不是每一采样频率都进行，而是可以在每一识别诸如各有效值、温度的变化出现显著误差的时间间隔(例如每0.5秒～几秒)进行计算，并更新结果。因此，仅在更新时增加运算量不增加平时运算功率关联量的运算量，运算负荷不增加。
如以上那样，在测量功率关联量时，利用检测的电压有效值、电流有效值、电源频率和AD变换器的温度进行校正，因而总能高精度地测量功率关联量。虽然说明了利用电压有效值、电流有效值、频率和温度进行校正的例子，但也可利用其中至少任一个参数进行校正，这一点在实施形态2说明。
由于利用旋转矩阵校正相位、能在短时间内校正。
又因为适用于具有使相对于电流的电压相位和相对于电压的电流相位变换90°相位的90°相位变换手段、利用90°相位变换手段的输出求无功功率的无功功率运算手段以及从电流和电压求有功功率的有功功率运算手段的装置，能兼用取得调整时振幅相位校正矩阵用的旋转矩阵运算功能和上述校正用的旋转矩阵运算功能。
实施形态1对设温度为AD变换器的温度进行了说明，但也可采用进行以上说明的运算用的运算装置的温度。
实施形态2上述实施形态1用电压有效值、电流有效值、电源频率和AD变换器的温度等4个参数计算7个振幅校正率和7个相位变化量，但也可仅选择其中的任一项目进行计算。例如，仅电流信号输入的相位变化量对电流有效值和电源频率依赖大时，因而希望仅对其校正，则可仅计算Phase_Irms_N、Phase_FreqI。其他项目也相同。
实施形态3上述实施形态2仅选择任意项目进行计算，但选择全部项目后，特别对不要校正的项目按以下那样设定其校正用的一次直线的斜率和截距，也能实现同样的运作。
即，不要的项目的振幅校正率将一次直线的斜率设定为0，截距设定为1。不要的项目的相位变化量将一次直线的斜率设定为0，截距设定为0。
实施形态4也可用浮动小数点运算计算实际运算中使用的振幅相位校正矩阵的系数后，在更新振幅相位校正矩阵时，从浮动小数点变换并设定为固定小数点。由此，平时的运算仅作固定小数点的乘法和加法，运算速度提高。
实施形态5
上述实施形态4在更新振幅相位校正矩阵时取为固定小数点，但也可用固定小数点进行实际运算中使用的振幅相位校正矩阵系数的计算。
实际上，将一次直线的斜率和截距设定为固定小数点。又用固定小数点取得计算振幅校正率和相位变化量时的电压有效值、电流有效值、电源频率和温度等参数。由此，计算振幅校正率和相位变化量时，仅作固定小数点的乘法和加法。
由于去除运算相位变化量校正矩阵时所需正弦值、余弦值的浮动小数点运算量，可按固定小数点的默认预先具有例如0.01度左旋矩阵、0.1度左旋矩阵、1度左旋矩阵的系数，并且在计算相位变化量后乘以所述左旋矩阵，从而计算相位变化量校正矩阵。
上述例子中，相位变化量为1.24度(超前)时，可通过运算1度左旋矩阵×(0.1度左旋矩阵)2×(0.01度左旋矩阵)4，算出相位变化量校正矩阵。
实施形态6如分路型CT那样要检测的电流大小的相位变化量为非线性，难以用一次直线校正时，通过设定2条或3条等斜率和截距不同的多条一次直线，并且切换以直线的交点为边界计算校正量的一次直线，进行校正。
例如，以在电流信号输入中采用分路CT，并且要检测的电流大小的相位变化量为非线性时作为例子进行说明。图7(a)示出一例这时的特性95。图7(a)的特性95中，将负荷的约10％为边界，轻于该边界的负荷与重于该边界的部分相比，相位误差急剧加大。这时，准备例如2条计算相位变化量Phase_Irms_N的一次直线。使计算相位变化量用的第1条一次直线96的斜率为A1_Phase_Irms，截距为B1_Phase_Irms，第2条一次直线97的斜率为A2_Phase_Irms，截距为B2_Phase_Irms。在设定2条一次直线的时刻，计算直线96和直线97的交点。
直线交点的Irms=B2_Phase_Irms-B1_Phsae_IrmsA1_Phase_Irms-A2_Phase_Irms]]>因此，当前的Irms_N为直线交点的Irms以上时，使用第1条一次直线96，设Phase_Irms_N＝A1_Phase_Irms×Irms_N+B1_Phase_Irms
而当前的Irms_N为不到直线交点的Irms时，使用第2条一次直线97，设Phase_Irms_N＝A2_Phase_Irms×Irms_N+B2_Phase_Irms这样，如图7(b)所示的相位误差98那样，能以较高的精度测量功率关联量。
当然可结合特性95的曲线，使用更多的直线。
本发明的功率关联量测量装置即使要检测的电压和电流的大小、频率、运算中的AD变换器的温度造成电压信号输入手段、电流信号输入手段和AD变换器各自的特性变化，也能运算量少、存储容量小且高速地对其进行校正，总是高精度地进行测量，因而能精度较高地测量功率关联量。
权利要求
1.一种功率关联量测量装置，其特征在于，具有对装载在电力线上的电流传感器和电压传感器检测到的电流信号和电压信号分别进行数字变换的AD变换电路、在求所述电压信号的频率的同时根据所述AD变换电路的输出运算所述电力线的功率关联量的功率关联量运算部、以及将所述电压信号、电流信号和频率中的至少一个作为参数校正所述功率关联量的校正手段。
2.一种功率关联量测量装置，其特征在于，具有对装载在电力线上的电流传感器和电压传感器检测到的电流信号和电压信号分别进行数字变换的AD变换电路、检测所述AD变换电路的温度的温度检测器、在求所述电压信号的频率的同时根据所述AD变换电路的输出运算所述电力线的功率关联量的功率关联量运算部、以及将所述温度作为参数校正所述功率关联量的校正手段。
3.如权利要求1或2所述的功率关联量测量装置，其特征在于，所述校正手段校正所述功率关联量的振幅或相位。
4.如权利要求3所述的功率关联量测量装置，其特征在于，根据初始调整时的振幅、相位校正矩阵，利用按旋转矩阵运算表示的以下公式进行所述校正手段的所述功率关联量的相位校正。 ×cos(Phase_all_N)-sin(Phase_all_N)sin(Phase_all_N)cos(Phase_all_N)×W_in_NVar_in_N]]>W_out_N校正后的有功功率Var_out_N 校正后的无功功率Phase_all_N从参数得到的应校正相位W_in_N 校正前的有功功率Var_in_N 校正前的无功功率
5.如权利要求1或2所述的功率关联量测量装置，其特征在于，功率关联量运算部具有从所述AD变换电路输出的所述电流信号和电压信号求有功功率的有功功率运算手段、使所述电压信号相对于所述电流信号的相位或所述电流信号相对于所述电压信号的相位变换90度相位的90度相位变换手段、以及根据所述90度相位变换手段变换后的相位输出求无功功率的无功功率运算手段。
6.如权利要求4所述的功率关联量测量装置，其特征在于，所述校正公式在所述参数预定的每一规定范围决定。
全文摘要
电压信号输入、电流信号输入和AD变换器受要检测的电压和电流的大小、要检测的电压和电流的频率、工作温度的影响时，在功率关联量的运算上产生误差。本发明按一次直线预先设定将电压有效值Vrms_1、电流有效值Irms_1、电源频率作为参数的电压信号输入、电流信号输入的特性变化和将AD变换器的温度作为参数的AD变换器特性变化，并且按一定时间间隔更新平时运算中使用的振幅相位校正矩阵的系数，从而校正上述特性变化。
文档编号G01R21/00GK1517715SQ0315778
公开日2004年8月4日 申请日期2003年8月29日 优先权日2003年1月16日
发明者黑田淳文, 新士井贤, 近藤桂州, 州, 贤 申请人:三菱电机株式会社