专利名称：开关模式电源中的电容确定的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及开关模式电源领域，并且更具体地说，涉及确定连接到开关模式电源输出端的一个或多个电容性元件的总电容的度量。
背景技术：
开关模式电源(SMPS)是众所周知的功率转换器类型，由于其小尺寸和重量以及高效率而具有各种各样的应用，例如在个人计算机和便携式电子装置(诸如蜂窝电话)中。SMPS通过在高频(通常为几十到几百kHz)开关开关元件(诸如功率M0SFET)来取得这些优点，其中使用反馈信号调整开关频率或占空比，从而将输入电压转换成期望的输出电压。SMPS可采取整流器(AC/DC转换器)、DC/DC转换器、变频器(AC/AC)或逆变器(DC/AC)的形式。 图I是采用了将输入电压Vin转换成期望输出电压Vrat的buck转换器形式的开关模式DC/DC电源10的简化电路图，期望输出电压Vtjut施加在由与负载电容器30并联连接的电阻器20表示的负载上。电源10包括电感器40、滤波电容器50、二极管60、功率晶体管70和控制电源的操作的脉宽调制(PWM)控制器80。尽管以图I的简化图解示出了单个滤波电容器50，但是开关模式电源通常将大电容器组用于在负载瞬变期间维持稳定的输出电压或用于将电压纹波保持在可接受电平。PWM控制器以适当频率(例如300kHz)将电压脉冲90施加到功率晶体管70的栅极。PWM控制器通过基于由差分放大器100生成的反馈信号调整脉冲的占空比D(定义为D = TraZTswitdl，其中Tw是脉冲的持续时间并且Tswitdl是开关周期)来调节输出电压U。反馈信号指示输出电压Vwt与放大器的参考电压Vltef之间的差，其由控制器80控制。为了优化包括PWM控制器80的反馈环的性能，系统需要被正确识别。系统识别中的常见方法是在正常信号上叠加扰动并分析输出上发生了什么，例如在L. Ljung的“System Identification-Theory for the User，， (Prentice-Hall, Englewood Cliffs,ISBN 0-13-881640,1987)中所描述的。这个扰动能够以许多不同的方式注入。一种方式是使用中继反馈，如在 K. J. Astrom 和 T. Hagglund 的 “Automatic tuning of PIDcontrollers”(Instrument Society of America, ISBN 1-55617-081-5,1988)中描述的。备选地，能够通过引起有限循环或注入噪声信号来注入扰动，如在ZhaoZhenyu的题为“Design and Practical Implementation of Digital Auto-tuning and Fast-responseControllers for Low-power Switch-mode Power Supplies，， (University of Toronto,Canada, 2008)的博士论文中描述的。以上方案的一个关键问题是控制或限制输出端处的扰动幅度。SMPS的负载有时对过电压具有非常严格的要求，这使这种方法不适合或者甚至不可能使用。而且，在一些应用中，特别是在电信产业中的那些应用中，根本不能容忍输出电压上的扰动。前面提到的采用反馈控制的方法需要花时间并消耗电力的复杂计算。此外，这些方法对计算资源有大量需求。涉及注入正弦扰动并使用互相关以便确定系统的传递函数的其它方法也是耗时的，并且需要花时间并消耗功率的复杂计算，并且要求分配许多计算资源。因此，高度期望开发避免注入能够在电源输出电压上引起附加噪声的任何扰动的用于优化SMPS中的反馈环参数的方案。这需要确定耦合到电源的输出端的总电容的度量。这个电容影响SMPS的系统动态特性，并且必须在控制律综合期间考虑。在诸如ASIC和FPGA等负载中新CMOS技术的发展已经导致对电源的电流容量和电压容差带的更严格要求。此外，现在经常使用具 有不同电容器类型混合的电容器组来优化具体负载电路的电气性能和成本。此外，技术发展已经改进了电容器的电气特性，使得它们具有更高的电容和更低的等效串联电阻(ESR)。由此，电容性负载在不同应用之间能够大范围变化。从而，为了获得系统动态特性的良好模型，电容性负载的就地识别是非常受关注的。识别也能够结合某一自动调谐算法来使用，该算法使例如对于实际应用中的老化部件和温度漂移的调整成为可能。
发明内容
在下文描述了根据本发明优选实施例的用于SMPS中负载电容识别的快速而计算有效的算法。该算法允许使用适度硬件要求来准确确定负载电容，并且不在控制环中注入任何扰动，由此确保输出电压免于任何扰乱。负载电容的准确识别能够用于调谐SMPS中的控制环，得出改进的鲁棒性和负载瞬变响应。根据本发明，确定连接到开关模式电源输出端的一个或多个电容性元件的总电容的度量。生成电压控制信号以使输出电压控制器将开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值。接收在所述输出电压的扫描期间由电流采样器测量的所述输出端处的电流的样本值。然后使用接收的样本值计算表示所述总电容的度量的积分电流值。通过使用在输出电压的扫描期间测量的电流样本值计算积分电流值，例如在SMPS启动时，能够获得在电容性元件中积累的总电荷的度量并且由此获得总电容的度量。在根据本发明实施例的算法中，用电流样本之和近似该积分。该算法因此是计算有效的并适合于在硬件或软件中实现。本发明还提供一种用于确定连接到开关模式电源输出端的一个或多个电容性元件的总电容的度量的开关模式电源控制器。开关模式电源控制器包括可操作以生成电压控制信号以使输出电压控制器将在开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值的信号发生器。所述控制器还包括可操作以接收在输出电压的扫描期间由电流采样器测量的输出端处的电流的样本值的接收器和可操作以使用接收的样本值计算表示总电容的度量的积分电流值的电流计算器。本发明还提供包括如上所述开关模式电源控制器的开关模式电源。本发明还提供了包括计算机可读存储介质的计算机程序产品或携带计算机程序指令的信号，所述指令如果由可编程处理器运行则使所述处理器执行如上所述的方法。
现在将仅作为示例参考附图详细说明本发明的实施例，附图中图I是连接到负载的常规开关模式DC/DC电源的示意图2示出了根据本发明实施例的开关电源；图3示出了图2中所示信号处理单元的部件；图4示出了电压斜变期间SMPS输出电压和电流的示意图表；图5示出了根据实施例确定SMPS上总电容性负载的方法；图6对于斜变时间的各种值示出了作为电流ADC中最大量化误差的函数的电容估计不确定性；图7对于最终输出电压的各种值示出了作为电流ADC中最大量化误差的函数的电容估计不确定性；以及
图8A和SB示出了在电压斜变期间测量电流样本值的电压间隔示例。
具体实施例方式图2是根据本发明实施例的连接到负载300的开关模式DC/DC电源200的示意图。负载300包括由电阻为Rlrad的电阻器310表不的电阻性负载和由电容为Cltjad的电容器320表示的电容性元件。电阻性负载和电容性元件并联连接在SMPS输出端与保持在参考电势(诸如地)的端子之间。电容性元件可以是电容器或具有电容的任何其它电路部件，例如静电耦合到接地导线的信号线的一部分。电容性元件可直接连接到SMPS输出端和/或参考电势，或经由一个或多个其它电容性元件或其它电路部件间接连接到SMPS输出端和/或参考电势。电源包含优选为功率MOSFET的晶体管SWl和SW2。晶体管SWl和SW2的开关由PWM控制器210控制。由控制器210生成的开关信号可直接传送到晶体管(如所示)的栅极或经由相应开关驱动电路传送。晶体管SWl的漏极端子在Vin处连接到DC电压线，而晶体管SW2的源极连接到参考点(诸如地)。晶体管SWl的源极和晶体管SW2的漏极都连接到输出滤波器，在这个示例中输出滤波器包括如图2中所示连接的电感为L的电感器220和电阻为Rl的本征DC电阻(DCR) 221以及电容为Cf的电容器230。PWM控制器210配置成向晶体管SWl和SW2的栅极施加优选在20kHz与IMHz之间范围中的频率的电压脉冲，并响应于从SMPS控制器240接收的控制信号变化开关的占空t匕。备选地，代替PWM控制器210，能够使用频率调制控制器(未示出)，其调制生成固定持续时间的脉冲所用的频率。在任一情况下，控制器210或频率调制控制器用作输出电压控制器以控制SMPS的输出电压。在图2的电路中，测量输出滤波器中的电感器220中的电流以便获得对电源的输出端处的电容的估计。可使用与电感器串联的电阻性分流器测量电感器220中的电流。然而，这使转换器的功率效率降级了。因此优选的是使用利用电感器中不可避免的寄生电阻的无损耗方法，诸如在"A Simple Current-Sense Technique Eliminating a SenseResistor” (Linfinity Application Note AN-7, Rev. I. 1,07/1998)中所描述的。用大方波叠加DCR电阻&上的电压。这个方波能够用RC电路移除，该RC电路包括电阻为R的电阻器250与电容为C的电容器260串联，RC电路如图2中所示与电感器并联。电容器260两端的电压降V。能够表示为电感器电流i的函数，如下所示Vc(s) = Rl(1:sL'Il)i(s) = Rt(办⑷，公式 I
X + sLR
其中RT(S)定义为等效互阻抗并且s是频率。通过将两个时间常数设置成相等，即L/X = CR，获得极点/零点相消，得出Vc(s) = RLi (S)公式 2因此，互阻抗Rt(S) = &变成纯电阻性的而与频率无关，从而允许只是确定i。注意，用于电流测量的上述RC网仅是优选电流测量设置，并且能够使用其它布置。例如，可备选地测量开关晶体管SW2当导通时的 电阻。电源200包含用于获得流入SMPS中的电流样本值的电流采样器270，这些电流样本值从电压(这里是电压差Vc)的度量导出以便输入到SMPS控制器240。能够在SMPS正常操作中将电流测量用于过电流保护和电流反馈控制，以及用于下面描述的电容确定。在本实施例中，电流米样器270包括用于放大电压差V。的差分放大器271和用于数字化由差分放大器271输入到此的信号的ADC 272。由于差分放大器的输入端具有(电势高的)输出电压Vtjut作为参考，因此优选的是差分放大器具有高共模抑制比(CMRR)。ADC 272配置成数字化输入到此的信号以生成各代表在不同时间流入电感器中电流的样本值的信号。ADC优选配置成以SMPS开关频率1/Tswitc;h采样，并对于每个开关周期获得对应于该开关周期中平均输出电流的输出电流样本值。正常操作期间的最大电流能够建模为Inormal = Zgcmax + lripple^pk +I一,公式 3其中Idqmx是SMPS应该不断提供的最大电流，Iheadroom给出电流瞬变的动态余量，例如，Iheadroon1 = IDCmax的50 %，并且Ι_ρ1ε-ρ1 -ρ1 是纹波电流分量。有时，在SMPS的输出电压的斜升期间的冲流Istart能够大于Inmial。为了避免饱和，ADC 272应该设计用于如下最大电流Imax = max (Inormal, IstarJ公式 4ADC引入了会增加电流测量不确定性的量化噪声。如果ADC具有N位，并且我们假设对称输入范围{-1_，ImaJ，则量化步骤变成
2/ I&DC=f = ^■公式 5量化误差e(n)是最大误差为土Q-/2的均匀分布的白噪声。噪声方差由下式给出Var{e{n)}= σ2β = 12》:T|公式 6ADC 272可不断以预定频率采样，或者根据从SMPS控制器240中的采样器控制信号发生器接收的控制信号采样，SMPS控制器240可指令ADC以规定的开始定时和持续时间的突发采样。例如，仅当例如在SMPS启动期间扫描输出电压Vtjut时，电流采样器可根据接收的控制信号测量并输出电流样本值。表示测量电流值的信号从采样器270馈送到与之连接的SMPS控制器240。本实施例的电源200还包含其中包括差分放大器281的电压反馈信号发生器280。差分放大器281的一个输入端子连接到SMPS 200的输出线,而放大器的另一个输入端子由SMPS控制器240提供有参考信号(VKef)。差分放大器281输出的误差信号由ADC 282采样，并且所得到的数字化反馈信号被馈送到SMPS控制器240，SMPS控制器240能够使用该信号进行电压反馈控制，并且优选地还进行过电压保护。本领域技术人员能够用采用满足具体SMPS要求的形式的硬件容易地实现差分放大器271和281以及ADC 272和282，使得这些部件和其它相关设计标准的更详细描述不是必需的。图3示出了本实施例的SMPS控制器240的配置。在这个实施例中，SMPS控制器 240包括处理器241和存储计算机可读指令的指令存储装置242，所述计算机可读指令当由处理器241运行时使处理器241执行本文下面描述的处理操作，以计算积分电流值，积分电流值提供连接到SMPS200输出端的电容性元件上的总电荷的度量，因此提供它们的总电容的度量Ctotal = Cf+ClMd。与本实施例中一样，处理器还可计算总电容的值Ctotal并且优选还计算负载电容的值ClMd。这些值中任一个都能够由SMPS控制器240用于调谐反馈环。在本实施例中，控制器240是PID控制器，其基于由信号发生器280输出的电压反馈信号生成用于PWM控制器210的控制信号，由此控制电源的输出电压。控制器240备选地可生成控制信号以基于由电流米样器270传送的信号控制电源的输出电流。而且，尽管在本实施例中控制器240是PID控制器，但是在备选实施例中它可以是不同类型的控制器，诸如例如PI、PD或状态空间控制器。指令存储装置242可包括预先加载有计算机可读指令的ROM。备选地，指令存储装置242可包括RAM或类似类型的存储器，并且计算机可读指令能够从计算机程序产品(诸如计算机可读存储介质245 (诸如CD-ROM等))或携带计算机可读指令的计算机可读信号246输入到此。SMPS控制器240还包括用于在计算期间存储输入电流样本值和数据的工作存储器243。SMPS控制器240还包含用于接收测量电流值并用于输出电压控制信号的输入/输出部分244。尽管PWM控制器210、SMPS控制器240、差分放大器271和281以及ADC 272和282在图2中显示为分开的部件，但是这些中的一个或多个可实现在单个单元(诸如集成电路(IC))中。例如，SMPS控制器240可包括控制器210以及可选地包括电流采样器270和电压反馈信号发生器280 二者之一。SMPS控制器能够与开关模式电源的其余部件分开制造和销售。在本实施例中，处理器241、指令存储装置242和工作存储器243 —起用作信号发生器，可操作以生成电压控制信号以使输出电压控制器210将开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值；接收器，可操作以接收在输出电压扫描期间由电流采样器270测量的输出端处的电流的样本值；以及电流计算器，可操作以使用接收的样本值计算表示总电容度量的积分电流值。在本实施例中，处理器241、指令存储装置242和工作存储器243还一起提供采样器控制信号发生器和参数设置部分的功能，其操作如下所述。然而，在描述本实施例中由SMPS控制器240执行的操作之前，值得回顾有助于理解本发明的一些背景。电容器中的电容C由下式给出
权利要求
1.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230，320)的总电容的度量的方法，所述方法包括 生成(SlO)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值； 接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；以及 使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值。
2.如权利要求I所述的方法，其中生成电压控制信号的过程包括生成电压控制信号以使所述输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的电压(V。」从所述初始电压值斜变到所述最终电压值。
3.如权利要求I或权利要求2所述的方法，还包括生成(S20)采样器控制信号以控制所述电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终值的阈限值(Vstart，Vstop)之前或之后对所述输出端处的电流采样，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差。
4.如权利要求I或权利要求2所述的方法，还包括生成(S20)采样器控制信号以控制所述电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(Vstart)之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(Vsttjp)之前对所述输出端处的电流采样，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终值并且使得降低计算的积分电流值中的误差。
5.如权利要求I或权利要求2所述的方法，还包括处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终值的阈限值(Vstart，Vstop)之前或之后测量的电流值的所述样本值的子集，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。
6.如权利要求I或权利要求2所述的方法，还包括处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(Vstart)之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(Vstop)之前测量的电流值的所述样本值的子集，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终值并且使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。
7.如上述权利要求中任一项所述的方法，其中生成(SlO)电压控制信号的过程包括生成电压控制信号以从基本上等于0的初始电压值扫描所述输出电压(Vtjut)。
8.如上述权利要求中任一项所述的方法，其中所述开关模式电源包括具有电容器(230)的输出滤波器，并且所述方法还包括 用加权因子对所述积分电流值加权以给出加权值； 通过从所述加权值中减去所述电容器的电容值来计算负载电容值；以及 根据计算的负载电容值设置所述开关模式电源(200)的至少一个参数。
9.如上述权利要求中任一项所述的方法，其中用于计算所述积分电流值的每个样本值对应于在所述开关模式电源(200)的开关周期上平均的输出电流。
10.一种用于确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性兀件(230,320)的总电容的度量的开关模式电源控制器，所述开关模式电源控制器包括信号发生器(241，242)，可操作以生成电压控制信号以便使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的电压(Vrat)从初始电压值扫描到最终电压值； 接收器(241，242，243)，可操作以接收在所述输出电压(Vwt)的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；以及 电流计算器(241，242，243)，可操作以使用接收的样本值计算表示所述总电容的度量的积分电流值。
11.如权利要求10所述的开关模式电源控制器，其中所述信号发生器(241，242)可操作以生成电压控制信号以便使所述输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的所述电压(Vrat)从所述初始电压值斜变到所述最终电压值。
12.如权利要求10或权利要求11所述的开关模式电源控制器，还包括采样器控制信号发生器(241，242，243)，可操作以生成采样器控制信号以控制所述电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终值的阈限值(Vstart，Vs_)之前或之后对所述输出端处的电流采样，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差。
13.如权利要求10或权利要求11所述的开关模式电源控制器，还包括采样器控制信号发生器(241，242，243)，可操作以生成采样器控制信号以控制所述电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(Vstart)之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(Vsttjp)之前对所述输出端处的电流采样，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终值并且使得降低计算的积分电流值中的误差。
14.如权利要求10或权利要求11所述的开关模式电源控制器，其中所述电流计算器(241，242，243)还可操作以处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终值的阈限值(Vstart，Vstop)之前或之后测量的电流值的所述样本值的子集，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。
15.如权利要求10或权利要求11所述的开关模式电源控制器，其中所述电流计算器(241，242，243)还可操作以处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(Vstart)之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(Vsttjp)之前测量的电流值的所述样本值的子集，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终值并且使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。
16.如权利要求10至15中任一项所述的开关模式电源控制器，其中所述信号发生器(241,242)可操作以生成电压控制信号以从基本上等于0的初始电压值扫描所述输出电压(Vout)。
17.如权利要求10至16中任一项所述的开关模式电源控制器，其中所述开关模式电源(200)包括具有电容器(230)的输出滤波器，并且其中所述电流计算器(241，242，243)还可操作以 用加权因子对所述积分电流值加权以给出加权值；以及 通过从所述加权值中减去所述电容器的电容值来计算负载电容值； 并且其中所述开关模式电源控制器还包括参数设置单元(241，242，243)，可操作以根据计算的负载电容值设置所述开关模式电源(200)的至少一个参数。
18.如权利要求10至17中任一项所述的开关模式电源控制器，其中用于计算所述积分电流值的每个样本值对应于在所述开关模式电源(200)的开关周期上平均的输出电流。
19.一种开关模式电源，包括如权利要求10至18中任一项所述的开关模式电源控制器。
20.一种计算机可读存储介质(245)，存储计算机程序指令，所述指令如果由处理器(241)运行则使所述处理器执行如权利要求I至9中至少一项中所述的方法。
21.一种信号(246)，携带计算机可读计算机程序指令，所述指令如果由处理器(241)运行则使所述处理器执行如权利要求I至9中至少一项中所述的方法。
全文摘要
本申请描述了一种确定连接到开关模式电源输出端的一个或多个电容性元件的总电容的度量的方法。该方法包括生成电压控制信号以使输出电压控制器将开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值。接收在输出电压扫描期间由电流采样器测量的输出端处的电流的样本值，并使用接收的样本值计算表示总电容的度量的积分电流值。
文档编号G01R27/26GK102804577SQ200980160155
公开日2012年11月28日 申请日期2009年12月21日 优先权日2009年6月25日
发明者M·卡尔森, T·霍尔姆伯格, M·A·莱尼尔斯 申请人:瑞典爱立信有限公司
专业数控铣床产品供应商
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