专利名称：非线性电子地震勘探的制作方法
技术领域：
本发明涉及地球物理勘探领域。尤其是，本发明描述供利用非线性电子地震转换机制的电子地震勘探中使用的方法。
背景技术：
电子地震方法是以使用电磁和地震能量之间的转换来生成地下岩层的图像为目标的地球物理勘探工具，如在美国专利申请5,877,995号(Thompson和Gist)中所描述的。电子地震方法的本质在于高位电能传输到地面处或接近地面的土壤中，并且通过地下流体包括烃类与岩体的相互作用，电能转换成地震能量。地震波由地震接收器在地面或接近地面处检测。
在电子地震勘探中，向土壤发送包含足够电能的单脉冲来产生可接受的地震回波通常是不切实际的。因此，在电子地震勘探中，输入电信号优选地是预先确定长度的可控波列。当地震振动器代替爆炸装置而被用作震源时，类似的问题存在于常规地震勘探中。地震振动器产生注入土地中的可控波列(称为扫描)。该波列从地下反射层反射，并且反射的波列由位于地面处或接近地面的地震检波器来记录。记录的波列表示与土地的脉冲响应卷绕的输入波列。为了加强记录波列中的地震能量，并且为了以由单个爆炸震源所提供的方式来观察相对于时间零点的地下反射波，使用数据处理步骤，其中记录的地震数据与参考波列相关。本领域技术人员将理解使两个波相关的方法。(参见，例如，SeismicData Processing，O.Yilmaz，Society of Exploration Geophysicists(1987)，pp.18-19，(地震数据处理，O.Yilmaz，勘探地球物理学家协会(1987)，pp.18-19。))电子地震数据也使用类似的相关步骤来处理。
众所周知，用于相关的参考波形应当类似期望地震回波的波形。在常规地震的情况下，地震响应是线性的，即输出信号与输入信号的一次幂成比例。因此，振动器扫描波列本身是用来与振荡器数据相关的优选参考波形。电子地震转换也以线性过程的形式发生，在该情况下，用于相关的优选参考波形经常是源波形。用于线性电子地震勘探的源波形和相关参考波形的选择是Hornbostel和Thompson的共同未决美国专利申请60/191,041号的主题。
当源波形与它的相关参考相关时，大的波峰典型地将在波形的启动(onset)时间处产生，它被较早和较晚时间处的较低的波峰包围。(参见美国专利申请60/191,041号)。这些较低的波峰称作相关旁瓣。它们是不希望的，因为它们不能提供附加信息并且它们可能掩盖较小的期望回波。
用于电子地震勘探的有效输入电流源必须具有下面特征(参见上述专利申请)· 该源应当在持续时间上产生大的电流电平。
· 该源应当具有高的电效率。
· 该源应当包含很少或不包含DC，以避免电镀电极阵列。
· 该源的频率内容应当适合于勘探需要。
· 源波形与其参考的相关应当具有足够低的旁瓣电平。
电子地震勘探有很大希望作为地球物理勘探工具。但是，电子地震勘探的效用可以通过增加电子地震勘探操作中可供勘探家使用的信息的量和类型来增强。本发明提供这样做的一种方法。
发明内容
在一些实施方案中，本发明是一种用于非线性电子地震勘探的方法，包括步骤(a)选择预先确定长度的源波形，(b)基于源波形来产生电信号，(c)发送电信号到土地中，(d)检测并记录由地下岩层中电信号到地震能量的转换产生的地震信号，以及(e)使作为结果的地震信号与参考波形相关以产生相关的地震记录，该地震记录模拟由聚集输入扫描的全部能量的单脉冲源产生的结果。参考波形与源波形一起选择，以满足至少两个准则(1)当源波形的平方(表示非线性电子地震回波)与参考波形互相关时，旁瓣的振幅减小到可接受的水平；和(2)当源波形与参考波形(表示线性电子地震回波)互相关时，作为结果的多余波形对期望相关(源波形平方的相关)的干扰减小到可接受的水平。
在本发明的一些实施方案中，源波形由60周期/秒(Hz)正弦波，即标准AC电源的特殊周期构成，一些这种周期的极性被反转，如由数字码来控制。数字码是使用这里所讲授的特殊技术来定制设计源波形以满足上面列举的两个准则的方法。在期望更深的地下穿透时，本发明的另一种实施方案通过在三相电源的三个相之间切换来构造低于60Hz的频率。
在本发明的优选实施方案中，数字码是根据本发明的讲授而构造的1，0，和/或-1的序列，起始点是最大长度移位寄存器序列。这种序列的长度可以增加，作为旁瓣减小的另一种方法。对于优选实施方案中使用的上述源序列，与相应的定制设计的参考序列的循环相关是上面步骤(e)中的优选相关方法。
本领域技术人员将能够通过本发明的方法检查电子地震结果，并且从地震振幅中预测哪个地域包含烃类。
也公开一种用于产生所需波形的优选装置。
本发明及其优点将通过参考下面的详细描述和附随的附图来更好地理解，其中图1A说明60Hz波形单元(element)。图1B说明该波形单元的平方。图1C说明去除低频成分之后，图1B的平方波形单元的自相关。
图2A说明从三相60Hz波构造的频率低于60Hz的波形单元。图2B说明图2A的波形单元的平方。图2C说明去除低频成分之后，图2B的平方波形单元的自相关。
图3A说明通过用长度为7的最大长度移位寄存器序列编码60Hz正弦曲线波形单元而构造的波形片段，并且图3B说明该波形片段的自相关。
图4A说明负极性周期归零的图3A波形片段。图4B说明图4A的波形片段与图3A的波形片段的互相关。
图5A说明图4A的波形片段的平方，并且图5B说明用于与图5A中的波形相关的优选参考波形。由图5A中的波形与图5B的参考的互相关而产生的非线性信号在图6A中显示(去除低频)。图6B说明使图4A的线性信号与图5B的非线性参考相关而产生的不期望的交叉项。
图7A说明某些周期的极性被反转的图4A的源波形片段，并且图7B说明由该修改的源波形片段表示的线性信号与图5B的非线性参考的相关。
图8A说明所有极性都被反转的图7A的输入扫描。图8B说明该极性被反转的线性信号与图5B的非线性参考的相关。
图9是说明本发明的某些实施方案的流程图。
图10说明当电流从上面施加时含水砂层/含气砂层交界面的极化。
图11A，11B，12A和12B说明通过将嵌入盐溶液中的岩石颗粒上的外电场反转而引起的力。
图13说明具有如所示的反馈逻辑的4级移位寄存器。
图14说明本发明的典型的野外观测系统。
图15是电力波形合成器的电路示意图。
图16和17说明本发明方法的测试结果。
图18A和18B说明通过将典型孔隙结构上的外电场反转而引起的力。
图1-8中曲线上的振幅(垂直)标度是任意的，通常对于序列中的第一曲线归一化。
本发明将结合其优选实施方案来描述。但是，由于下面的详细描述具体到本发明的特殊实施方案或特殊使用，所以仅是说明性的，而不是被构造来限制本发明的范围。相反地，本发明覆盖可以包括在附加权利要求书所定义的本发明本质和范围中的所有可选方案，修改和等价物。
具体实施例方式
本发明是用于油和气的电子地震勘探的备选方法。
以前所知的电子地震勘探方法，如上所述，期望检测到与输入电信号成比例并且以与输入信号相同的频率发生的地震响应(即，“线性”响应)。相反，电致伸缩现象是物质因电场而变形而且与场方向的反转无关的机制的一个实例。这种变形与场强的平方成比例(即，“非线性”响应)。参见，例如，D.R.Corson和P.Lorrain的“Introductionto Electromagnetic Fields and Waves(电磁场和波导论)”，W.H.Freeman & Co.(1962)，120页。电致伸缩从来没有作为一种地球物理勘探方法而郑重提出，可能至少部分因为该效应被认为太小以至于不能产生可用的信号。其他机制也可能对非线性响应有贡献。根据本发明，电致伸缩和其他非线性机制将不仅产生地震信号，而且该地震信号在典型的潮湿岩层中的幅度可以和常规地震波比拟，正如线性电子地震响应可以做到的一样。
装备在野外的部署对于非线性电子地震勘探和对于线性电子地震勘探将是相同的。野外观测系统在下面说明，并且更多的信息可以在美国专利5,877,995号中找到。所使用的装备将是相同的，除了地震接收器可能例外。接收器必须在两倍输入信号频率处具有良好的响应，而不像线性电子地震情况在输入频率处具有良好的响应。这是因为非线性转换过程的效应是产生与输入电场强度的平方成比例并且具有两倍输入频率的频率的地震响应。
因为产生线性电子地震数据的相同的野外观测装备也将产生非线性数据，两种勘探方法中的主要差别由设计源和参考波形的需要而产生，这将(a)检测期望响应，并且(b)当地震响应与参考波形相关时，使多余的干扰达到最小(这是数据处理步骤)。在非线性电子地震的情况下，多余的干扰有两种类型。
像在线性电子地震的情况中一样，源和参考波形必须定制设计，以将旁瓣振幅减小到可接受水平。这些旁瓣是上面提到的两种类型干扰中的一种。由于下面将描述的原因，对线性电子地震优越的源和参考波形将强烈地削弱非线性响应。因为该最后陈述的逆不幸地不是真的，非线性电子地震勘探提出进一步的挑战，即需要具有无视可能随期望的非线性响应而产生的线性响应和干扰的能力。这是上面提到的第二种类型的干扰。本发明具有满足该需要以及削弱旁瓣的需要的方法。
由本发明在其一些实施方案中讲授的源信号属于二进制编码波形类。二进制编码波形包括单元的序列。独立的单元可能每个是，例如60Hz正弦波的单个周期。事实上，包括这种60Hz正弦波片段(或本地电力事业使用的任何频率)的波形对于电子地震的情况特别节省，因为这种源类型可以使用工业输电线信号的简单切换来形成。这些波形片段与由二进制序列指定的极性拼合。二进制序列如下面所说明来设计，以给出最小的旁瓣和最小的来自线性效应的干扰，同时波形单元被设计，以使源的频率内容最优化。
图1A说明60Hz正弦波的单个周期10。波单元10的平方在图1B中在20处显示。将正弦波平方的效果可以从三角恒等式看到sin2θ＝1/2(1-cos2θ)因此，将正弦波平方导致叠加在(幅度为1/2的)常数(DC)分量上的两倍频率的另一种正弦波(余弦波是偏移90°的正弦波)。(该公式也说明由非线性电子地震机制产生的输入信号的平方和它的频率的翻倍不是分开的效果)。DC分量不会通过土地传播到检波器；但是，近零频率将传播并且与较高频率相比较少被土地削弱。但是，近零频率的电子地震测量响应非常低，因为检波器效率在这些频率处很差。本申请中的图1-8，对于它们用来说明地震响应的程度，仅仅是计算机模拟。为了使这些模拟逼真，数字滤波器被用来从相关中消除非常低的频率，因为上面讨论的原因这些频率将不会在实际测量的电子地震响应中出现。在因为上述原因去除低(DC或近DC)频率之后，平方波20的自相关在图1C中的30处显示。
波形单元10可能适合于相对浅的目标。(随着频率降低穿透性增加。)可以构造具有较低频率的不同单元。当三相电源可利用时，这是最简单的。实例40在图2A中给出。波形单元40被平方并且在图2B中50处显示。图2C在60处显示去除低频之后平方波50的自相关。
作为图2A的进一步说明，三相电源(加上三个极性反转信号)提供六个正弦波，它们之间具有60度的相移。多种近似的方波信号可以通过在交叉点处从一个正弦波切换到下一个来构造。当一个信号开始从它的波峰跌落时，输出切换到向其波峰上升的下一个信号。这样，近似方波可以被构造。可以使方波具有期望的宽度，该宽度具有整数个这种周期切换，从而具有低于60Hz的对应频率。图2A说明波峰通过五次切换到下一个同相正弦波来延长以产生具有大约20Hz频率的方波40的实例。
波形单元的构造是电子地震源设计的重要方面。方法例如遗传算法可以用来确定具有指定地震衰减和电磁感应趋肤深度的给定目标的理想单元。一般地，目标越深，优选频率越低，因为较高频率易于被吸收，降低功效。对于典型沉积物，60Hz频率给出深度大约100到1000英尺目标的良好结果。此外，60Hz的波单元，虽然不是优选的，可以成功地用于大约5,000英尺的更深的深度。从60Hz线路功率来构造波形的实用和方便的优点是显然的。此外，这种硬件实现对于单频率正弦波单元是最容易的，部分地因为不需要为宽带放大而牺牲效率。
当然，本发明将工作在高于公用线路频率的频率。虽然越高的频率越发被土地削弱，它们给出更好的深度和空间分辨率。高于线路频率的频率可以给出有用深度处较高的分辨率，并且由于这个缘故是优选的。例如，400Hz是用于船舶和飞机中的频率，并且工作在该频率的发生器容易获得。在一些应用中，400Hz或更高的频率可以给出良好结果，或者由于上述原因甚至优于线路频率。
相关旁瓣在电子地震勘探中非常重要，因为基本上在时间零点处(实际上刚刚过去)可以有非常大的波峰。该大的波峰起源于接收器处与输入电流相关的场的不可避免的直接拾音。大的波峰将典型地具有显著的相关旁瓣。即使这些直接拾音旁瓣的峰值振幅减�。强赡苋匀蛔愎淮笠匝诟切〉枚嗟钠谕缱拥卣鸹夭�。直接拾音的水平可以由适当的场设计和/或由其他新方法例如接收器改进来缓和；尽管如此，最好通过使用具有最小相关旁瓣的源波形来使直接拾音的影响达到最小。(与源波形的适当参考波形相关将减小所有旁瓣，包括直接拾音旁瓣，因为直接拾音也是由输入信号引起的)。此外，下面将说明的用于减少线性电子地震响应干扰的本发明方法，也在处理旁瓣问题中扮演重要角色，因为直接拾音与输入信号线性相关。
非线性电子地震响应将与输入电信号的平方成比例，如上面所说明的。在正弦波单元的情况下，该地震响应将是两倍频率的正弦波的形式。因为参考波形应当类似于预期地震回波的波形，用于处理该非线性地震回波的参考波的最明显选择是平方的输入信号，并且低频(DC或近DC)分量由于上述原因而被过滤。构造这种波的电路是众所周知的。在本发明的实际实践中，带通滤波器被用来提供实测电子地震响应以上和以下的滤波。需要过滤较高频率以及较低频率的物理解释是(1)下钻电子地震场的趋肤深度损失和(2)返回路径上的地震损失(较高频率的地层削弱)。
称为最大长度移位寄存器序列的二进制序列的改进变型(version)是用来检测非线性电子地震转换的优选二进制编码。
n度的移位寄存器是包括n个连续二进制(1，-1或1，0)存储位置或“寄存器”的设备，其按时钟或其他定时装置的规则节拍，将每个寄存器的内容沿着线路移至下一个寄存器。为了防止移位寄存器到n个时钟脉冲结束时放空，“反馈项”可以编译为n个位置的内容的逻辑(即布尔)函数，并且反馈到移位寄存器的第一个位置。
例如，考虑n＝4并且反馈函数是将第三和第四寄存器的内容相加的情况，总和变成下一次移位将寄存器1放空时置入寄存器1中的内容。二进制数的这种加法称作模2加法并且由符号来表示。
这样，在二元{1，0}域中，00＝0；01＝1；10＝1；并且11＝0。这样的移位寄存器在图13中说明。
可以表明，这种反馈函数可以表示成下面的递推公式Xi＝Xi-3Xi-4其中Xi是四个寄存器的任意一个第i次移位的内容。这样，任何寄存器的内容是同一寄存器中3次移位前的内容与同一寄存器中4次移位前的内容的模2和。
以所有四个寄存器的内容设置为1来开始该过程，即X0(R1)＝X0(R2)＝X0(R3)＝X0(R4)＝1，该四个寄存器在数字开始重复之前取下面的值
寄存器1中产生的数(其他寄存器用循环排列来产生相同的序列)是这种长度为4的特殊移位寄存器和特殊递归关系的“移位寄存器序列”。可以看出，任何周期中寄存器1中的数是在前一个周期中寄存器3和4中的数的模2和，这两个数又是三次和四次移位之前寄存器1中的相同的两个数，如由递推公式所要求的。
任何移位寄存器的输出最终是周期性的，并且周期不超过2n，其中n是移位寄存器的度或长度。(参见书籍“Digital CommunicationsWith Space Applications(空间应用的数字通信)”，SolomonW.Golomb，Prentice Hall，Inc.(1964)9)。对于由Golomb在第9页定义的线性递推公式，周期至多是2n-1。在上面的实例中，其中n＝4，最大周期是15，因此上面产生的序列具有最大可能长度，因此称作最大长度移位寄存器序列。
长度为7的最大长度移位寄存器序列的实例(其使用{1，-1}二进制编码)是{-11-1111-1}。图3A显示使用60Hz单元的产生的扩展波形片段100。波形100的循环自相关110在图3B中显示。波形110的中央部分是单个60Hz周期的自相关，而旁瓣为60Hz而且具有1/7的相对振幅(对于长度7的序列)。该旁瓣减小的程度在线性转换情况下对于长序列可能是可接受的，但是{1，-1}二进制序列对非线性电子地震情况是无用的，因为平方机制将去除以{1，-1}极性反转来编码的所有信息。这是为什么线性电子地震的优选波形对非线性响应不敏感。但是，最大长度移位寄存器序列是将工作在非线性情况下的数字码的出发点。
例如，Foster和Sloan改变波形100以仅包括正的二进制单元120，而负的单元由零振幅单元来代替，如图4A中所示。(Foste，M.R.，和Solan，R.W.，“The Use of Pseudonoise Sequences to Code aPulsed Neutron Logging Source(使用伪噪声序列编码脉冲中子记录源)”，Geophysics(地球物理)(1972)Vol.37，481-487)。这种{1，0}二进制编码波形当平方时将不会损失所有编码信息。而且，当使用波形100(图3A)作为参考来循环相关时，结果130现在具有零旁瓣(图4B)。这种方法的缺点在于峰值因为零振幅单元而大约减半。
为了解释上面使用的术语，自相关指信号与其自身的相关。互相关指波形与不同的波形，例如参考波形的相关。当相关的类型从上下文中清楚时，前缀自或互可以省略。循环相关可以解释如下在标准相关过程中，信号在相关之前被假设是“补零”的，即信号波序列及其参考被假设在序列之前和之后降至零振幅。相关过程涉及一个信号与各种移位的移位变型第二信号的叉积。通过补零，通过固定信号终点的移位信号的部分没有效果，因为它与增补的零相乘。在循环相关的情况下，信号假设为重复而不是具有补零。这样，当移位信号在相关过程中通过固定信号的终点，它开始重叠固定信号的起点。循环相关对于本发明的优选波形是优越的，因为它与标准相关相比更好地减小旁瓣。循环相关可以是自相关也可以是互相关。
如图4A中修改的{1，0}编码的移位寄存器序列为非线性检测问题提供好的出发点。使用该扩展的波形片段120作为输入电信号，非线性电子地震回波预期看上去像波形片段120的平方，即图5A中所说明的波形片段140(仍然{1，0}序列)。这种全正波形片段将不会在相关过程中提供优选数量的旁瓣对消。因此，在本发明中，为了产生一个可能的优选参考波形以与源波形120一起使用，最初的{1，-1}排序波形100(图3A)被平方，然后{1，-1}序列，即{-11-1111-1}被再次应用，以产生一些负的周期，结果是图5B中的波形片段150。平方(非线性)响应140与参考波形150的互相关在去除低频分量之后在图6A中的160处显示。
图6A说明旁瓣减小的要求已经被满足。但是，源波形120和参考波形150的组合不能解决不可避免的线性响应的相关与期望非线性响应的相关160之间干扰的担忧。这可以在图6B中看到，其在170处显示源波形120与参考波形150的相关。因为线性地震序列将与源波形成比例，子波170也表示线性地震响应的相关，并且可以看到该多余的“交叉项”在时间标度上与非线性响应的期望相关160一致，二者都以大约0.06秒发生。在该地震响应的理论模拟中，相关子波160和170将实际发生在时间＝0处。0.06秒的延迟为显示目的而引入。
本发明包括用于使该干扰，或“线性-非线性相关”噪声达到最小的方法。这通过进一步改进源信号120使得互相关噪声在时间上延迟，从而它不再与期望的非线性相关一致来完成。
为了实现这一点，源信号120(图4A)中的某些周期(极性)被反转，从而将{1，0}二进制编码的波片段120转换成，例如图7A中所示的{1，-1，0}数字编码的波片段180。更具体地说，{0101110}序列的波片段120已经转换成{010-11-10}序列的波片段180。平方响应，即预期非线性地震回波，保持图5A中的{1，0}编码的波片段140。因此，使用相同的相关参考(图5B中150)，导致图6A中相同的相关非线性响应160。差别在于多余的线性-非线性相关在时间上偏移。这将是表示线性地震响应的波片段180与参考150之间的相关。该相关在图7B中显示为子波190。比较图6A和7B的时间轴时，可以看到图7B中多余交叉项的延迟是足够的，以致于基本上消除与图6A中期望相关160的重叠。
选择哪个周期被反转以产生源波形的期望{1，-1，0}编码序列是重要的。一种优选方法是将输入{1，0}序列，在前面实例中是{0101110}，与用作出发点的{1，-1}最大长度移位寄存器序列的任何循环旋转变型，在本实例中是{-11-1111-1}(逐项)相乘。旋转的{1，-1}序列与输入序列不相关，除了在旋转滞后处。该不相关的原因是伪随机序列理论的结果，并且事实上是解释在互相关130(图4B)中没有旁瓣的相同理由。在上面给出的实例中，起始序列{-11-1111-1}向右旋转三个位置，产生{11-1-11-11}。当该序列与输入序列{0101110}相乘时，产生{010-11-10}序列的波片段180，即改进的源信号。起始{1，-1}序列的其他循环旋转也可以起作用。
本发明提供线性-非线性相关交叉项进一步减小的第二阶段，如果进一步减小被认为是所希望的。在该第二阶段中，在已使用源信号例如图7A中的180之后，电子地震实验使用极性反转的输入扫描来重复。扫描180的极性反转产生如扫描200(图8A)中所示的{0-101-110}序列。因为极性反转将不影响平方响应或参考波形，期望的非线性相关不会改变(图6A中的160)。但是，与由扫描180(图7B)产生的相关交叉项190比较，线性-非线性相关210(图8B)被极性反转。将两次实验的结果相加使期望信号160(图6A)加倍，同时完全去除不希望的线性-非线性交叉项。在本发明的较差优选实施方案中，该第二阶段被使用而没有第一阶段，即没有{1，-1，0}编码和产生的交叉项延迟。该实施方案是较差优选的，因为第二级的交叉项对消是理论上的，并且在实践中可能不是完美的，在该情况下交叉项残余可能干扰期望信号。
短序列例如前面长度为7的实例主要用于本发明的说明。在实际的野外使用中，长得多的序列是优选的。典型的方法可能是使用几个重复的255周期的序列，每个序列用60Hz波单元持续4.25秒。使用该长度的序列，线性-非线性相关被延迟大约2秒，将其很好地推出所关心的时间范围。应当注意，不管信号(输入扫描)序列的长度，地震回波(线性或非线性)与适当参考波形的互相关产生非常像图4B或图6A的时间定域中心子波。类似地，信号源的直接拾音，在与参考波形相关之后，将产生类似的，定域的子波，假设旁瓣充分地削弱。旁瓣削弱在本发明中以两种方式来实现，如前所述(1)旁瓣振幅与扫描序列的长度成正比地减小，对于伪随机二进制序列例如在本发明优选实施方案中使用的最大长度移位寄存器序列；以及(2)与参考波形的相关进一步减小旁瓣。
来自直接拾音的相关子波在使用{1，-1，0}序列来时移多余的线性-非线性交叉项的本发明实施方案中被时移。这是因为直接拾音，即信号自身，将是与非线性参考相关的线性项，因此正如线性地震响应那样将在时间上被延迟。因此，直接拾音子波在本发明中不是问题，与线性电子地震方法相比，这是非线性电子地震方法的显著优点。
图6A说明这样的事实，即对于例如上面讨论的数字编码的波形，相关之后的中心脉冲总是由单个波单元的相关来确定，该单个波单元在本情况中是60Hz正弦波的平方。因此，图1C不仅表示图1A中的单个周期的自相关，而且表示重复的相同周期的自相关。此外，图1C和6A之间的相似性不是巧合的。这两个图中的近侧旁瓣是波谱带宽和形状的函数。这些近侧旁瓣不被相关过程中的二进制序列对消或被序列的长度所削弱，不像例如图3B中所示的远侧旁瓣那样。远侧旁瓣由源是许多周期的扩展波片段而不是单脉冲的事实产生。一些二进制序列不能产生远侧旁瓣的全体对消。即使本发明的方法产生理论上的全体对消，对消在实践中因线路频率或振幅稳定性的微小误差而不会完美。期望从电子地震实验中获得的主要信息是中心相关峰的时间和振幅，加上足够分辨紧密排列的反射层的分辨率。因此，这两种类型的旁瓣都是不期望的。去卷积处理有时可以减小近侧旁瓣。当用于附加权利要求书中时，术语“旁瓣”指远侧旁瓣。
二进制序列和波形单元的选择将依赖于目标，地质状况，以及野外配置。波形单元的决定将主要基于目标深度和期待衰减。二进制序列的决定，如上面所讨论的，将基于直接电磁拾音的相对水平和因此对旁瓣减小的需要。正确的选择可能需要计算机模拟和实地试验。虽然本发明主要用于在陆地，在海洋环境中它也可以给出有用的结果。
最大长度移位寄存器序列需要循环相关以最好地减小旁瓣，这易于实际地限制在这种序列的长度。如果打算使用循环相关，序列需要(在实地)被重复至少一次以提供循环重叠。第一周期仅可以用来对下一个周期提供延迟的相关效应，因此失去数据收集的意义。虽然较长的序列对于旁瓣减小是优越的，较短的序列有利于避免数据丢失和实地时间的浪费。一种优选的折衷是使用中级长度的序列并且将它重复几次，可能总共三到七个周期。这样，长度255的最大长度移位寄存器序列可能被选择并且重复六次，以总共七个周期。这在实地中将消耗大约28秒，假设60Hz波单元，并且实际上仅1/7的数据被丢失。
图14是利用本发明的一种可能的野外观测系统的图。电流通过将来自电源141的电压施加在两个埋地电极线142和143之间注入到地下139中。电极线典型地是裸4/0铜电缆。当需要传导所需电流时，其它电缆尺寸可能被使用。电极线被埋入恰好足够深以与土壤良好电接触。典型地，该深度将在1英寸到10英尺的范围内，但是有时，例如特别干燥的表层土壤，更深的埋入可能是合乎要求的。
图14显示电流路径144。所示的方向是电子流动的方向，从负电极到正电极。电源141提供电流，并且主要地包括能够产生本发明优选的二进制编码波形片段的波形发生器。电源也必须能够发出高电流电平的源波形，因为土地的阻抗低。电源优选地工作在高的电效率，使得消耗最少的功率。使功率消耗达到最小将减少操作成本和废热的产生。这种电源可以由硬件设计技术人员使用市场上可买到的组件来装配。
图15显示产生具有要求特性的二进制编码波形的优选电源的框图。该类型的电源称作电力波形合成器或PWS。导线151连到当地的电气设施电力线(没有显示)或连到一个或多个发电机(没有显示)。
电力151供给到降压变压器152。变压器的初级侧典型地工作在480伏特，并且次级侧工作在120伏特。变压器152类似于输入设施的电源是三相480伏特时的应用中通常用来将电力分配在120伏特的那些变压器。它将典型地具有10k瓦特到10M瓦特的额定功率。当电源151的电压不是480伏特和频率不是60Hz时，其他变压器可能是优选的。初级电压将典型地是400伏特到100,000伏特之间。考虑到电源的千瓦限制和土地的阻抗，次级电压可能被选择，以使输送到土地的电流达到最大。次级电压典型地是100伏特到5,000伏特之间。频率将典型地是50Hz，60Hz，或400Hz，但可能是可用电力的频率。
变压器152的次级绕组连接到电子开关153。电子开关153被切换以选择三相、120伏特、60Hz电源的片段来生成二进制编码波形。波形电压的开关选择部分施加在公用输出154a与负输出154b或正输出154c之间。输出154a，b和c的输出线连接到实地电极142和143(参见图14)。电子开关153可以是本领域中已知的能承受所需电流电平的任何开关。对于大于100安培的电流水平，优选开关是可控硅整流器。可控硅整流器优选地是相位控制的，并且在本发明的优选实施方案中将具有500-5,000安培(或更大)的额定开态电流以及250微秒(或更小)的额定反向恢复。
每个输出线154b和154c优选地连接到分开的电极以使电感的影响达到最小。与由电流144(图14)形成的大的电流回路相关的电感产生大的感抗。该大的感抗产生在与由电力波形合成器产生的电流相反的方向上流动的电流。将正输出线154c连接到一个电极并且将负输出154b连接到另一个电极，可以使由感抗产生的反向电流达到最小。在本实施方案中，公用输出154a将连接到图14中的电极143。正输出154c连接到电极142。负电极154b连接到位于电极142附近但是没有在图14中显示的第三电极。该附近的电极与142相隔一段距离，该距离与142和143之间的距离相比是小的。如果仅使用两个电极(如图14中所示)，公用PWS输出154a连接到电极中的一个，并且正和负PWS输出154b和154c都连接到另一个电极。(正和负输出154b和154c不能同时接通)。在使用分开的正和负电极的实施方案中，优选地将这种连接从一个扫描切换到下一个，以防止在总是正或总是负的电极处的长期电化学反应。
电力波形合成器控制器155控制电子开关153。控制器155是将信号电压发送到电子开关153的计算机。信号电压使开关153打开以允许电流流过或关闭以切断电流。控制器155监控输入电压151，使得开关153在将选择期望的相位和电压电平的时候被开启，以产生图1到8中说明的期望波形。控制器基本上是专用计算机，其可以由本领域的技术人员围绕作为商业上可获得产品的数字信号处理器来设计和构建，以在大约100微秒的时间中做开关决定并且执行在这里规定的其他功能。
监控计算机156给控制器155编制程序以定义期望波形。监控计算机156也监控开关153的状态和所有操作条件以维持可靠和安全条件。
虽然它们可以组合在单个外罩或外壳中，监控计算机和PWS控制器在图15中显示为分开的。
地震记录系统接口157发送送往和来自地震数据采集系统(没有显示)的定时信号158a和158b。这些定时信号使地震数据采集系统能够与开关153的切换同步地记录信号。接口157使地震数据记录能够与控制器155中产生的波形的开始同时地起动。该系统接口157也发送参考信号到地震数据采集系统。参考信号典型地是输出154a，154b和154c处产生的时变电压或电流。参考信号用来识别记录的地震信息中具有与输出154a，154b和154c处的电流或电压相同时间依赖性的那些部分。
图14中显示的电流路径144表示向下穿透目标145，典型地油层，的深度的那些电流路径。这种电流轨迹在电极下方几乎是垂直的。实验显示，最大垂直电流146将典型地直接在电极线的下方或者恰好稍微在电极线的外侧。因此，产生的朝向表面的地震波147(在正电极下方的类似波没有显示)的最大振幅将沿着最大垂直电流的线路而发生，并且这确定地震检波器148的优选位置。
地震检波器可以放置在表面上方或下方的任何地方。电极线外侧的位置优于电极线之间。地震检波器可以是地声仪，水听器，加速度计或任何类似的设备。这种地震装备对本领域技术人员是众所周知的。优选地，地震检波器埋入地面以下，以减小地震噪声。
典型地，图14中所示的配置被设计，以覆盖所关心的全部区域，即源和接收器将不需要像常规地震那样反复地移动以逐渐覆盖所关心的区域。这是电子地震方法的一个优点，虽然单个装置对使用本发明不是必要的。(电极线和接收器可以掘起，当实验结束和移动到其他位置时。)因此，电极长度可以在油层(目标)深度的十分之一到几倍油层深度之间变化。在本发明优选实施方案中电极之间的距离将大约地等于目标深度。在一些实施方案中，代替水平电线，电极是垂直的金属条。
在电子地震测量中，电子地震源波在基本上相同的瞬时到达目标的全部。因此，人们通常仅对大约同时到达所有地震检波器的上行地震波感兴趣，假设地震检波器如图14中来配置。这样，在处理中，普通的地震噪声可以被过滤，因为它表现出地震领域中所说的“时差”。源到接收器的距离，称作“偏移”，在电子地震勘探中是小的。在常规地震测量中，将必须覆盖大得多的土地面积，因为每个爆炸点将需要更长的偏移，以提供公用中点采集中足够的信号噪声比。与常规地震相比电子地震中的面积减小可能大约是四倍。
本发明方法中使用的大功率电子地震源波可以诱发在邻近金属对象例如栅栏和管道中流动的电流。这些感生电流可能成为麻烦的噪声源。由于该原因，电极不应当位于管道附近。因栅栏而引起的噪声可以通过相隔一定距离切断它们使得电流路径保持短来减小。
本发明的优选实施方案可以通过参考图9中的流程图来概述。自始至终，假设波形使用为它的频率而选择的波形单元来从编码序列构建，以给出期望深度的穿透。在步骤910中，用户选择波形单元和最大长度移位寄存器{1，-1}序列，并且将它们组合以形成扩展的波片片段。使用更长序列以减小旁瓣振幅的愿望必须权衡考虑记录装置的能力以及由于循环相关数据的第一周期因数据采集而损失的事实。前述竞争因素的结果是在实地中选择相当长的序列并且将它重复几次是优选的。虽然对于n度的移位寄存器，有许多不同的最大长度即长度为2n-1的序列，选择哪一个并不重要，因为相同长度的所有这种序列将给出相同的旁瓣减小。
在步骤920中，通过将负极性单元置零来将{1，-1}序列转换成{1，0}序列。
在步骤930中，参考波形通过将来自步骤910的{1，-1}编码波形平方，并且与最初的{1，-1}编码序列相乘来构建。
在步骤940中，来自步骤920的{1，0}二进制序列与来自步骤910的{1，-1}二进制序列的循环旋转变型相乘，以将其转换成{1，-1，0}数字序列，该数字序列与波形单元组合产生源波形。
在步骤950中，电信号使用来自步骤940的{1，-1，0}编码波形来产生，并且该信号作为地震源传送到土地中。在步骤960中，来自步骤950的地震回波使用循环相关与来自步骤930的参考波形相关。
在步骤970中，来自步骤940的{1，-1，0}编码波形的极性被反转，并且产生波形的电信号传送到土地中。这作为单独的实验来执行，并且不与步骤950的实验同时发生。来自步骤970的地震回波在步骤980中使用循环相关与来自步骤930的参考波形相关。
最后，来自步骤960和980的相关结果在步骤990中求和。
在本发明的一些实施方案中，步骤970，980和990被省略，并且依赖在步骤940中引入的时间延迟来无视线性-非线性交叉项的干扰。在其他实施方案中，步骤940被省略，并且依赖于步骤990处交叉项的消去而没有时间延迟的额外好处。
在本发明的测试中，长度4000英尺的埋地电极线相隔4500英尺，并且大约为1,000安培的电流使用类似图7和8中所说明的一组扫描来注入。
对于该测试，一组实验被执行，其中波形单元具有5，8，11，15，18，22和25Hz的频率。以这些频率的每个收集大约600个记录，每个的记录长度为30-40秒。这些结果如这里所描述的来与参考波形相关，然后求和。然后，每个频率的求和结果被求和以提高带宽。其他的处理步骤被执行，这与地震处理工业中类似。这些步骤包括去除有噪声的记录，带通滤波器，脉冲整形滤波器，地面数据的空间平均化，自适应噪声去除，和井下数据的倾角滤波。
来自一组井下垂直检波器的处理结果在图16中说明。该井从2,630英尺深度到4,250英尺装有测量仪表，并且结果161在各个高度处显示在地质柱状图162的左边。电子地震数据161被绘制，其中零时间接近柱状图并且时间向左增加到500ms。地质柱状图反映出从钻井记录获得的信息。
这些数据中的线性特征表示在包括油层单元164的各种有电阻的石灰石层163处发生的非线性电子地震波。由虚线165延伸的强线性特征在地面附近发生，并且可以由从淡水到咸水的近地面地下水过渡层168来解释。来自地面的地震噪声出现在大约200ms开始的数据中。小于200ms处的所有特征在该地面噪声之前到达(由于电子地震激发基本上瞬时的性质)，因此在深处发生。
可以从图16中的非线性电子地震数据中观察到的是，油层区域164可以从反射信号例如由虚线166延伸的信号来检测。非油层区域163也提供非线性电子地震信号，虽然较弱，因为它们也是石灰石，一种多孔岩石，湿润且有电阻，这是产生非线性转换的条件。从钻井记录数据获得的每个区域的电阻显示在地质柱状图162中。
来自一组数字地面加速度计的处理结果在图17中说明。数字检波器被使用，因为它们对于来自源相关的电磁场的拾音噪声不敏感。它们由德州斯坦福输入/输出公司制造。该图中的检波器与埋地的源电极线(没有显示)的一根平行并且在其外侧160英尺。该数据集中所关心的信号171发生在大约4,400英尺处的油层水平。随着检波器离开油层的边缘，信号向右衰减。它与油层区域172很好地匹配。正好在171下方的其他显著信号与其他油层区域173很好地匹配。如在图16中一样，强的近地面信号174可归因于浅层地下水和咸水-淡水分界面。
当前被认为是本发明基础的简要说明如下当电场施加到多孔介质，例如潮湿岩石时，岩石颗粒表面上的带电偶极层变形。偶极层上的变形使得孔隙流体在电场的方向上流动。孔隙流体中的感生压力与岩体耦合，以产生地震波。该地震波带有关于孔隙流体的信息。
本发明的基础在于有可以导致地震和电磁能量之间大的转换效率的二阶效应。这些二阶效应将电子地震过程中的地震振幅关连到电场的平方和电场频率的两倍。也可以有“更高阶的”响应，其中响应是激励器的更一般的非线性函数。
施加到潮湿岩体的电场移动孔隙流体中的离子。离子的移动产生在外加电场相反方向上的岩石孔隙内部电场。因而，净内电场小于外加场。本领域技术人员将认识到，减小固体样本中的内电场的极化相当于电介体的描述。外加场的振幅与内场的振幅的比值是相对介电常数。对本领域专家也是众所周知的是，当电场施加到电介体时外加电场和内电场的相互作用引起样本收缩。这是称作电致伸缩的效应。电致伸缩是由跨越宏观样本的力而引起的效应。收缩力需要样本边界的存在，收缩力在样本边界处发生。
潮湿岩石的介电常数在低频处增加。低频处的介电常数和感应极化具有孔隙表面偶极层的极化中相同的物理本性。这些偶极层可以看作是单位表面积具有高电容的可变电容器。在电场中，涉及表面电荷补偿的离子被移出它们的稳态结构。当电场被切断时，离子扩散回最初状态。扩散时间可以相当长并且因孔隙的几何复杂性而延长。
虽然介电常数经常用表面电容来说明，应当注意，物理意义并不等同于将电容器充电。外加电场移动本身改变电容值的电荷。电荷移动的量与电渗迁移率L有关。“RC时间常数”没有定义，因为在系统中有许多与不同孔隙结构中的离子相对应的驰豫时间。在许多电介体中，有类似的情况，其中极化的分子处于不同的环境中并且彼此相互作用，以产生伸长的指数驰豫。但是在岩石中，驰豫时间与容易移动的离子的扩散，从而与在低频处增加的大的介电常数有关。
图10说明当电场从上方施加时，上层岩石1，含水砂层和下层岩石14，含气砂层之间的分界面2处的极化。该模型用地球表面上的两个电极来完成，一个位于图10中所描绘的位置的正上方，一个位于很远的距离(电极没有显示)。介电常数假设在两种岩石中是相等的(105-107)，但是上层岩石(含水砂层)中的电阻率(～10欧姆-米)比下层岩石(～2000欧姆-米)小得多。穿过顶部岩石垂直向下传导的电流(没有显示)的大部分将沿着分界面2转向，而不是进入底部岩石，因为那是最小电阻的路径。这使得电场中的不连续性垂至于分界面。分界面处的每种岩石中的正和负电荷看到不同的电�。⑶乙蛭恐盅沂械牟煌√荻�4和5而经受不同的力。然后，作为场梯度的结果，在分界面的偶极子3上存在净力。这个力在电介体上产生电致伸缩。更详细的说明如下。
当电场跨越电介体而施加时，分子将表现出电偶极距，虽然电介体总体上是电中性的。如图10中所示，虽然偶极子3是束缚电荷并且不能像导体中的电荷那样自由移动很大距离，但是它们倾向于使它们自身随外场8而调整，暂时仅考虑上层(含水砂层)岩石。该调整的结果是在上层岩石的底表面2上将有净的正表面电荷分布，而在岩石的顶表面上(没有显示)有负的表面电荷(对于所示的场方向8)。这两个表面电荷分布产生小于外加场并且方向相反的场。因而，电介体中的净电场小于外加场。因为电场必须增加到正好在上层岩石表面2外侧的外加场的值，由曲线12说明的该梯度跨越大约在线4和2之间的表面处薄层而发生。因为该梯度，表面偶极子中的正电荷比负电荷经受更大的力，导致在上层岩石的该表面层中净向下的力。该力必须由表面层中的压力增量来平衡。
如果外加场降到零，然后在相反(向上)方向上增加到某个峰值，偶极子在相反方向上重新排列。净力再次作用在底表面层上，并且方向向下。这样，在外加电场一个周期期间，产生两个压力(地震)脉冲。因此，电子地震耦合是二阶的；加压频率是电场频率的两倍。电子地震耦合在电场幅度方面也是二阶的。这是因为电场首先在边界处产生极化场梯度，然后该电场与极化场相互作用以产生伸缩。取电场的两次相互作用来产生伸缩，因此伸缩依赖于电场的平方。这就是电致伸缩效应。
相同的事情发生在下层岩石(含气砂层)的表面2处，如图10中所示。外加场9在2处引起负的表面电荷，该表面电荷建立导致13处所绘制的净场的反向内场。场13中的梯度在表面层上引起产生压力脉冲的净力7。线4和5表示电场12和13已分别在分界面2处降到它们峰值的大约1/e。
潮湿岩石是与众不同的，在于它可以同时具有高的介电常数和低的电阻率。图10中分界面2处电场中的不连续性由2是不同材料之间的分界面的事实产生。重要差别是电阻率的大的差别。如果分界面两侧上的材料1和14是相同的，电场中将不会有不连续。如果场中没有不连续，压力脉冲6和7将相等并且彼此相消。
潮湿岩石中非常大的介电常数规定极化力是大的。水成岩和火成岩，当潮湿时，都可以在地震频率处具有大于106的介电常数。参见物理常数手册，美国地质协会，(1996)，目录26-16，571页。当上层岩石具有10欧姆-米的电阻率，下层岩石具有2000欧姆-米的电阻率，并且它们都具有106的介电常数时，1V/m场的净界面应变是10-11米，对应于地震频率处～10-10m/sec的粒子速度，这在当前使用的地震系统的敏感度范围内。
电致伸缩的前述说明中的要点是(1)效应具有对外加电场的二阶依赖，使其区分于线性电子地震转换，以及(2)效应的量级可以很大并且很好地处于可测量范围内，因为潮湿岩石中介电常数是非常大的值，特别是在低频率处。
电致伸缩已经知道很多年，但是直到现在还没有发展成为地球物理勘探的基础。本发明的发明者假设除了电致伸缩还可能有对非线性电子地震响应有贡献的其他机制。
高阶电子地震转换的另一个实例涉及孔隙中微观粗糙度上的惯性力和压力。图11A和11b说明由外电场22施加于岩石颗粒21上的力。颗粒嵌入在盐溶液23中。颗粒的表面具有净的负电荷(没有显示)，该净的负电荷由来自溶液的正电荷来平衡。当电场施加到岩石时，溶液中的正电荷在场方向上移动。颗粒顶部上的尖点24表示对称的突起。当电场在所示的方向上施加时，电荷移动对于向上和向下的电场是对称的。尖端上的库仑引力25与外加场22成正比，并且总是在与场相同的方向上。在这种情况下，外加场在颗粒上产生一阶响应力。颗粒下部的突起26不是对称的。当正和负迁移率不相等时，向上电场不在颗粒上产生与由向下电场产生的力28(图11B)相同的力27(图11A)。如果正弦波电场施加到颗粒，因为该尖端附近的力，而有施加到颗粒的净力矩。颗粒上的力不是对正弦波电场的正弦响应。
图12A说明粗糙颗粒上同时产生一阶和二阶响应的局部力的实例。与图11A和11B中一样，假设颗粒尖端具有负电荷，该负电荷由溶液中位于其附近的，从而比负电荷更易于移动的正电荷来平衡。当外场31施加时，正电荷响应于外场31施加从下部尖端33附近移动到上部尖端32附近。结果是上部尖端具有净的正电荷而下部尖端具有净的负电荷，导致由于已移动的电荷分布而引起的两个尖端之间的引力。当电场31被反转成图12B中的方向时，结果仍然是尖端之间的引力。该引力使得岩石伸缩。尖端之间的引力是二阶响应。另外，在尖端从而电荷的重新分布不是对称的情况下，在两个尖端上可能有一阶力35，其由感生电荷梯度与外场之间的相互作用而引起。在图12B中，相同的响应产生力36。颗粒37上的力35和36通常不是相等的，所以可能有产生的高于一阶的力。
非线性转换的第三种可能机制涉及相交孔隙的方向和伯努利力。典型的孔隙结构将导致孔隙路径以各种角度的许多相交。垂直相交的一个简单实例在图18A中说明，其中垂直孔隙181与外加电场182对齐。在该图中，垂直孔隙中向上的感生流体流183将产生流186，因此在水平孔隙中产生低压。图18B显示当外电场182的方向反转时第二压力周期185发生。因此，由于孔隙内的流诱导低压而产生的低压响应，即水平孔隙的伸缩185，将具有两倍的输入频率(对于每个输入流周期，两个压力周期)。对于这种不同的非线性电子地震机制，响应大小将与来自标准线性电子地震转换的流体流有关。(参见Thompson等的美国专利5,877,995号。)伯努利机制是随着输入电流的平方而变化的地震响应的可选解释，并且该机制可以与或不与其他二阶机制一起工作。
如上述理论所说明的，非线性电子地震响应，正如线性电子地震响应一样，将来自包含液体或湿气的区域。在非线性响应的情况下，解释者经常可以提取更多的信息。附加信息除水之外，包括油或气的存在。烃类将比水产生更大的地震振幅，由于下面的原因，首先是非线性电子地震效应的基础的前述描述的概要。
外加电场将使偶极层变形并且移动孔隙中的流体，导致压力产生。由流体流动而产生的该压力波是线性电子地震效应。结果是电荷积累在边界上并且变形到达其极限，产生宏观极化。该极化产生与外加场反向的内电场。在内部看到的场是因感应场而减小的外加场。这种情况称作介质极化，并且它是非线性电子地震效应的基础。
现在假设孔隙中的水部分地由油来取代。油将占据孔隙的中心，被水包围。油的存在增加孔隙流体的电阻率。该增加的电阻率减小响应于净的内电场而产生的漏电流，即电流的逆流。在包含油的区域中，介质极化强得多。在仅包含水的区域中，介质极化较�。蛭洗蟮哪诓俊岸搪贰鼻飨蛴诩跣〗橹始�。该差异的结果是包含油的区域比仅包含水的区域产生更大的电子地震振幅。该差异对于数据解释者经常是显而易见的。
上面讲授的定制设计波形是实践本发明的最有效方法。但是，本发明也可以通过简单地产生来自任何周期波形的电�。渥⑷氲酵恋刂校缓笸ü嬖蛟隽扛谋淦德什⑶抑馗锤霉汤词导Ｈ缓螅锹嫉牡卣鸩ǹ梢栽诖聿街柚胁僮鳎勘晔亲楹喜煌德实牟ǎ岳嗨朴诟盗⒁都妒箍姆绞嚼床ヂ龀�。
本发明所讲授的二进制编码波形满足前述电子地震勘探的要求。对大的电流电平的需要可以被满足，因为这些是连续的波形，而不是例如具有显著空载时间的脉冲。单个60Hz(或者构造的三相)单元的使用也允许大的电流电平和高的电效率，因为相关硬件被简化。保证没有DC，因为每个波形单元(例如，60Hz的完整周期)没有DC分量(即，它的平均值是零)；因此，一组这样的单元将不具有DC分量。源的频率内容可以通过调整波形单元的频率来与勘探目标匹配。最后，旁瓣的最小化和无视来自线性电子地震效应的干扰已经详细地讨论。
为了进一步解释关于调整源频率以获得期望深度穿透的前述陈述，源波和回波(平方的)地震响应都不由单个频率构成。相位反转和某些单元的置零，加上转换机制的平方信号方式，产生在其傅立叶分析分解的意义上由许多频率构成的波。这对本发明是必需的，即波具有有限的频率带宽。如果地震回波是单个频率的，将不会有在处理步骤中与其互相关以产生定域脉冲的波。需要频率带宽以产生期望的尖峰信号。基本傅立叶分析指出，尖峰信号越尖，所需带宽越宽。因此，虽然源和回波每个都具有频率的展开，可以预期，并且傅立叶分解可以证明，这两个波的频率分布将在结构单元即波形单元的频率附近耸起。因此，期望的地下穿透可以通过改变波形单元的频率来实现。
前面的描述涉及用于说明本发明的本发明特殊实施方案。但是，对本领域技术人员将显然的是对这里所描述的实施方案的许多修改和改变是可能的。例如，其他的源波形单元(例如锯齿波单元)和二进制序列可以使用，只要它们满足上述的五个要求。如前所述，相关旁瓣振幅与任何伪随机波形的扩展波形片段的长度成反比。因此，存在波形单元和二进制排序的许多可能选择，它们将在上述本发明的框架中给出满意的结果。而且，本发明不要求源波形由单个波形单元的二进制排序，或者由任何方式的二进制排序来产生。而且，本发明除地面地震外具有其他的潜在应用，例如钻进记录和石门断层分析。(参见美国专利5,877,995号。)所有这些修改和改变都打算包括在附加权利要求书中定义的本发明的范围内。
权利要求书(按照条约第19条的修改)1.一种地下岩层的电子地震勘探方法，所述方法包括步骤(a)选择源波形和参考波形，所述源和参考波形被选择以(i)减小由源波形的平方与参考波形的相关而产生的旁瓣的振幅，以及(ii)减小所述相关与源波形和参考波形的相关之间的干扰；(b)产生源波形作为电信号，并且将其传送到地下岩层；(c)检测并记录地下岩层中由电能向地震能量的转换而产生的地震信号；并且(d)使记录的地震信号与参考波形相关。
2.权利要求1的方法，其中所述源波形和所述参考波形从单个单元来构造，所述单元包括预先选定的周期性波形的单个完整周期，所述单元与由预先选定的数字码顺序指定的极性拼合，所述周期性波形具有预先确定以给出所述地下岩层的期望深度穿透的频率。
3.权利要求2的方法，其中波形单元是60Hz正弦波的单个周期。
4.权利要求2的方法，其中波形单元从三相电源的选定相构造，以具有低于或等于60Hz的期望频率。
5.权利要求2的方法，其中所述数字码是最大长度移位寄存器{1，-1}序列，并且产生的源波形通过将负极性单元置零来修改成{1，0}序列；所述参考波形是负极性单元被置零之前的源波形的平方，然后所述平方波形经受与所述最大长度移位寄存器序列中的“-1”项相对应的片段的极性反转；并且所述相关是循环相关。
6.权利要求5的方法，其中所述干扰减小如下来实现反转步骤(a)中选择的源波形的极性来构造第二源波形，用所述第二源波形重复步骤(b)-(d)，然后将由两个源波形产生的相关地震信号加在一起。
7.权利要求5的方法，其中所述干扰减小如下来实现用“-1”项替换所述{1，0}源波形编码序列中一些预先选定的“1”项，所述替换被设计，以基本上使源波形的所述相关与源波形平方的所述相关之间的时间间隔达到最大。
8.权利要求7的方法，其中待用-1替换的“1”项通过将所述{1，0}序列与所述最大长度移位寄存器{1，-1}序列的循环旋转变型相乘来确定，从而产生期望的{1，-1，0}码。
9.权利要求5的方法，其中所述最大长度移位寄存器序列的度足够大，以将所述旁瓣振幅减小到预先确定的水平。
10.权利要求5的方法，其中所述源波形向所述地下岩层的所述传送被重复足够的次数，以将因所述循环相关而产生的信息损失减小到预先确定的水平。
11.权利要求7的方法，其中所述干扰减小如下进一步实现通过反转步骤(a)中选择的源波形的极性来构造第二源波形，用所述第二源波形重复步骤(b)-(d)，然后将由两个源波形产生的相关地震信号加在一起。
12.权利要求1的方法，其中所述参考波形被带通滤波，以与所述记录地震信号的预期频率内容一致。
13.权利要求1的方法，还包括下面的附加步骤(e)将来自地下岩层的地震信号按振幅排序，并且把任何基本上较大的振幅解释为表示烃类。
14.一种地下岩层的电子地震勘探方法，所述方法包括步骤(a)选择周期性的波形；(b)产生所述波形作为电信号，并且将其以预先选定的频率传送到所述地下岩层中；(c)检测并记录所述地下岩层中由电能向地震能量的转换而产生的地震信号；(d)从时域到频域傅立叶变换所述地震信号；(e)采集两倍信号频率处的变换数据，并且提取振幅和相位信息；(f)对多个不同的信号频率，重复步骤(b)-(e)；以及(g)将步骤(e)中提取的振幅和相位信息反傅立叶变换回时域。
15.一种供地下岩层的电子地震勘探使用的电信号，所述信号具有从单个单元构造的波形，所述单元包括预先选定的周期性波形的单个完整周期，所述周期性波形具有预先确定以给出所述地下岩层的期望深度穿透的频率，所述单元与由预先选定的数字码顺序指定的极性拼合，所述数字码被选择，以基本上使由信号波形的平方与参考波形的相关产生的旁瓣达到最�。霾慰疾ㄐ我脖谎≡瘢曰旧鲜顾雠园甏锏阶钚。鍪致牒退霾慰疾ㄐ我脖谎≡瘢约跣⌒藕挪ㄐ斡胨霾慰疾ㄐ蔚南喙囟运鱿喙氐母扇�。
16.权利要求15的电信号，其中所述波形单元是60Hz正弦波的单个周期。
17.权利要求15的电信号，其中所述波形单元从三相电源的选定相来构造，以具有低于或等于60Hz的期望频率。
18.权利要求15的电信号，其中所述数字码是最大长度移位寄存器{1，-1}序列，并且产生的信号波形被修改，使得负极性单元被置零，所述参考波形是负极性单元置零之前的信号波形的平方，然后所述平方波形经历与所述最大长度移位寄存器序列中的“-1”项相对应的平方单元的极性反转以产生所述参考波形，并且所述相关是循环相关。
19.权利要求15的电信号，其中所述数字码是从最大长度移位寄存器{1，-1}序列、通过首先修改所述{1，-1}序列以将所有“-1”项用0来替换、然后修改作为结果的{1，0}序列以将一些预先选定的“1”项用“-1”来替换而获得的{1，-1，0}序列，用-1替换“1”项的所述替换被确定、以通过基本上使信号波形和所述参考波形的相关与信号波形的平方和所述参考波形的相关之间产生的时间间隔达到最小来减小所述干扰，所述参考波形如下来构造将所述单元重复与在所述信号波形中相同的周期数，然后将作为结果的波形平方，然后反转与所述{1，-1}序列中的“-1”项相对应的那些平方单元的极性；并且所述相关是循环相关。
20.权利要求19的电信号，其中用-1替换“1”项的所述替换通过将所述{1，-1，0}序列与所述{1，-1}最大长度移位寄存器序列的循环旋转变型逐项相乘来实现。
21.权利要求18的电信号，其中所述最大长度移位寄存器序列的度足够大，以将所述旁瓣振幅减小到预先确定的水平，并且所述参考波形通过减去包括DC的任何低频分量来修改。
22.一种用于产生在烃类的电子地震勘探中用作待注入土地中的源信号的波形的电信号发生器，包括(a)信号发生器，其适合获取AC输入并将其转换成适用于电子地震勘探的预先选定的输出波形，所述发生器具有多个开关以整形所述输出波形和至少一个变压器以控制所述输出波形的电压；(b)控制器装置，其具有计算机并且连接到并控制所述开关，并且连接到并监控所述AC输入，所述计算机是可编程，以使得所述开关从所述AC输入中选择相位和电压电平来产生所述预先选定的输出波形和相应的参考波形；以及(c)接口装置，其连接到所述控制器装置并且具有用于连接到地震数据采集系统的终端，所述接口装置适合(1)使地震数据采集的开始与由所述信号发生器产生的波形的开始同步，以及(2)将所述参考波形发送到地震数据采集系统以供数据处理中使用。
23.一种用于产生在烃类的电子地震勘探中用作待注入土地中的源信号的波形的电信号发生器，所述发生器具有正输出终端，负输出终端和公用输出终端，包括(a)三个变压器，每个具有初级绕组和次级绕组，所述初级绕组具有分别连接到三相AC电源的三个相的终端，所述次级绕组每个具有两个端和中间抽头；(b)六个可控开关装置，每个开关装置具有一个输入和两个输出终端，每个开关装置在其输入终端处连接到三个次级绕组的不同端，每个开关装置的一个输出终端连接在一起并且连接到所述发生器正输出终端，每个开关装置的另一个输出终端连接在一起并且连接到所述发生器负输出终端，并且发生器的所述公用输出终端连接到三个次级绕组的中间抽头；(c)控制器装置，其连接到六个开关装置的每个，所述控制器装置具有将信号电压发送到所述开关装置中每个的计算装置，使得所述开关装置的每个输出终端根据由所述计算装置产生的所述信号连接或不连接到所述开关装置的输入终端，所述计算装置是可编程的，以定义期望波形和处理参考波形，所述控制器装置也连接到所述初级绕组终端，并且所述计算装置监控这种输入信息以选择产生期望波形所需的相位和电压电平；以及(d)接口装置，其连接到所述控制器装置并且具有连接到地震数据采集系统的终端，所述接口装置适合于(1)使地震数据采集的开始与由所述信号发生器产生的波形的开始同步，以及(2)将所述处理参考波形发送到地震数据采集系统以供随后的数据处理中使用。
24.一种地下含油岩层的电子地震描绘方法，包括步骤(a)选择源波形和参考波形，所述源和参考波形被选择以(i)减小由源波形的平方与参考波形的相关而产生的旁瓣的振幅，以及(ii)减小所述相关与源波形和参考波形的相关之间的干扰；(b)产生源波形作为电信号，并且通过至少两个电极将其传送到地下岩层中；(c)使用一个或多个地震接收器来检测并记录地下岩层中由电能向地震能量的转换而产生地震信号；以及(d)使记录的地震信号与参考波形相关。
25.权利要求24的方法，其中至少一个电极位于穿透所述地下岩层附近地面的井孔中。
26.权利要求24的方法，其中所述地震接收器中至少一个位于穿透所述地下岩层附近地面的井孔中。
27.权利要求24的方法，其中至少一个电极和至少一个地震接收器位于穿透所述地下岩层附近地面的单个井孔中。
28.权利要求24的方法，其中至少一个电极位于一个井孔中，并且至少一个接收器位于另一个井孔中，两个井孔都穿透所述地下岩层附近的地面。
29.一种从地下岩层中生产烃类的方法，包括步骤(a)选择源波形和参考波形，所述源和参考波形被选择以(i)减小由源波形的平方与参考波形的相关而产生的旁瓣的振幅，以及(ii)减小所述相关与源波形和参考波形的相关之间的干扰；(b)产生源波形作为电信号，并且将其传送到地下岩层中；(c)检测并记录地下岩层中由电能向地震能量的转换而产生的地震信号；(d)使记录的地震信号与参考波形相关；(e)使用来自步骤(d)的信息来评估地下岩层的商业油气远景；以及(f)生产步骤(e)中鉴定的任何烃类。
权利要求
1.一种地下岩层的电子地震勘探方法，所述方法包括步骤(a)选择源波形和参考波形，所述源和参考波形被选择以(i)减小由源波形的平方与参考波形的相关而产生的旁瓣的振幅，以及(ii)减小所述相关与源波形和参考波形的相关之间的干扰；(b)产生源波形作为电信号，并且将其传送到地下岩层；(c)检测并记录地下岩层中由电能向地震能量的转换而产生的地震信号；并且(d)使记录的地震信号与参考波形相关。
2.权利要求1的方法，其中所述源波形和所述参考波形从单个单元来构造，所述单元包括预先选定的周期性波形的单个完整周期，所述单元与由预先选定的数字码顺序指定的极性拼合，所述周期性波形具有预先确定以给出所述地下岩层的期望深度穿透的频率。
3.权利要求2的方法，其中波形单元是60Hz正弦波的单个周期。
4.权利要求2的方法，其中波形单元从三相电源的选定相构造，以具有低于或等于60Hz的期望频率。
5.权利要求2的方法，其中所述数字码是最大长度移位寄存器{1，-1}序列，并且产生的源波形通过将负极性单元置零来修改成{1，0}序列；所述参考波形是负极性单元被置零之前的源波形的平方，然后所述平方波形经受与所述最大长度移位寄存器序列中的“-1”项相对应的片段的极性反转；并且所述相关是循环相关。
6.权利要求5的方法，其中所述干扰减小如下来实现反转步骤(a)中选择的源波形的极性来构造第二源波形，用所述第二源波形重复步骤(b)-(d)，然后将由两个源波形产生的相关地震信号加在一起。
7.权利要求5的方法，其中所述干扰减小如下来实现用“-1”项替换所述{1，0}源波形编码序列中一些预先选定的“1”项，所述替换被设计，以基本上使源波形的所述相关与源波形平方的所述相关之间的时间间隔达到最大。
8.权利要求7的方法，其中待用-1替换的“1”项通过将所述{1，0}序列与所述最大长度移位寄存器{1，-1}序列的循环旋转变型相乘来确定，从而产生期望的{1，-1，0}码。
9.权利要求5的方法，其中所述最大长度移位寄存器序列的度足够大，以将所述旁瓣振幅减小到预先确定的水平。
10.权利要求5的方法，其中所述源波形向所述地下岩层的所述传送被重复足够的次数，以将因所述循环相关而产生的信息损失减小到预先确定的水平。
11.权利要求7的方法，其中所述干扰减小如下进一步实现通过反转步骤(a)中选择的源波形的极性来构造第二源波形，用所述第二源波形重复步骤(b)-(d)，然后将由两个源波形产生的相关地震信号加在一起。
12.权利要求1的方法，其中所述参考波形被带通滤波，以与所述记录地震信号的预期频率内容一致。
13.权利要求1的方法，还包括下面的附加步骤(e)将来自地下岩层的地震信号按振幅排序，并且把任何基本上较大的振幅解释为表示烃类。
14.一种地下岩层的电子地震勘探方法，所述方法包括步骤(a)选择周期性的波形；(b)产生所述波形作为电信号，并且将其以预先选定的频率传送到所述地下岩层中；(c)检测并记录所述地下岩层中由电能向地震能量的转换而产生的地震信号；(d)从时域到频域傅立叶变换所述地震信号；(e)采集两倍信号频率处的变换数据，并且提取振幅和相位信息；(f)对多个不同的信号频率，重复步骤(b)-(e)；以及(g)将步骤(e)中提取的振幅和相位信息反傅立叶变换回时域。
15.一种供地下岩层的电子地震勘探使用的电信号，所述信号具有从单个单元构造的波形，所述单元包括预先选定的周期性波形的单个完整周期，所述周期性波形具有预先确定以给出所述地下岩层的期望深度穿透的频率，所述单元与由预先选定的数字码顺序指定的极性拼合，所述数字码被选择，以基本上使由信号波形的平方与参考波形的相关产生的旁瓣达到最�。霾慰疾ㄐ我脖谎≡瘢曰旧鲜顾雠园甏锏阶钚。鍪致牒退霾慰疾ㄐ我脖谎≡瘢约跣⌒藕挪ㄐ斡胨霾慰疾ㄐ蔚南喙囟运鱿喙氐母扇�。
16.权利要求15的电信号，其中所述波形单元是60Hz正弦波的单个周期。
17.权利要求15的电信号，其中所述波形单元从三相电源的选定相来构造，以具有低于或等于60Hz的期望频率。
18.权利要求15的电信号，其中所述数字码是最大长度移位寄存器{1，-1}序列，并且产生的信号波形被修改，使得负极性单元被置零，所述参考波形是负极性单元置零之前的信号波形的平方，然后所述平方波形经历与所述最大长度移位寄存器序列中的“-1”项相对应的平方单元的极性反转以产生所述参考波形，并且所述相关是循环相关。
19.权利要求15的电信号，其中所述数字码是从最大长度移位寄存器{1，-1}序列、通过首先修改所述{1，-1}序列以将所有“-1”项用0来替换、然后修改作为结果的{1，0}序列以将一些预先选定的“1”项用“-1”来替换而获得的{1，-1，0}序列，用-1替换“1”项的所述替换被确定、以通过基本上使信号波形和所述参考波形的相关与信号波形的平方和所述参考波形的相关之间产生的时间间隔达到最小来减小所述干扰，所述参考波形如下来构造将所述单元重复与在所述信号波形中相同的周期数，然后将作为结果的波形平方，然后反转与所述{1，-1}序列中的“-1”项相对应的那些平方单元的极性；并且所述相关是循环相关。
20.权利要求19的电信号，其中用-1替换“1”项的所述替换通过将所述{1，-1，0}序列与所述{1，-1}最大长度移位寄存器序列的循环旋转变型逐项相乘来实现。
21.权利要求18的电信号，其中所述最大长度移位寄存器序列的度足够大，以将所述旁瓣振幅减小到预先确定的水平，并且所述参考波形通过减去包括DC的任何低频分量来修改。
22.一种用于产生在烃类的电子地震勘探中用作待注入土地中的源信号的波形的电信号发生器，包括(a)信号发生器，其适合获取AC输入并将其转换成适用于电子地震勘探的预先选定的输出波形，所述发生器具有多个开关以整形所述输出波形和至少一个变压器以控制所述输出波形的电压；(b)控制器装置，其具有计算机并且连接到并控制所述开关，并且连接到并监控所述AC输入，所述计算机是可编程，以使得所述开关从所述AC输入中选择相位和电压电平来产生所述预先选定的输出波形和相应的参考波形；以及(c)接口装置，其连接到所述控制器装置并且具有用于连接到地震数据采集系统的终端，所述接口装置适合(1)使地震数据采集的开始与由所述信号发生器产生的波形的开始同步，以及(2)将所述参考波形发送到地震数据采集系统以供数据处理中使用。
23.一种用于产生在烃类的电子地震勘探中用作待注入土地中的源信号的波形的电信号发生器，所述发生器具有正输出终端，负输出终端和公用输出终端，包括(a)三个变压器，每个具有初级绕组和次级绕组，所述初级绕组具有分别连接到三相AC电源的三个相的终端，所述次级绕组每个具有两个端和中间抽头；(b)六个可控开关装置，每个开关装置具有一个输入和两个输出终端，每个开关装置在其输入终端处连接到三个次级绕组的不同端，每个开关装置的一个输出终端连接在一起并且连接到所述发生器正输出终端，每个开关装置的另一个输出终端连接在一起并且连接到所述发生器负输出终端，并且发生器的所述公用输出终端连接到三个次级绕组的中间抽头；(c)控制器装置，其连接到六个开关装置的每个，所述控制器装置具有将信号电压发送到所述开关装置中每个的计算装置，使得所述开关装置的每个输出终端根据由所述计算装置产生的所述信号连接或不连接到所述开关装置的输入终端，所述计算装置是可编程的，以定义期望波形和处理参考波形，所述控制器装置也连接到所述初级绕组终端，并且所述计算装置监控这种输入信息以选择产生期望波形所需的相位和电压电平；以及(d)接口装置，其连接到所述控制器装置并且具有连接到地震数据采集系统的终端，所述接口装置适合于(1)使地震数据采集的开始与由所述信号发生器产生的波形的开始同步，以及(2)将所述处理参考波形发送到地震数据采集系统以供随后的数据处理中使用。
全文摘要
一种使用电磁能和地震能量之间的非线性转换(例如项6，图10)的地震勘探方法。源波形(例如项180，图7A)的地震回波与参考波形(项150，图5B)相关，其中这两个波形被设计，以使相关旁瓣和线性电子地震效应的干扰都达到最小。波形单元(例如项10，图1A)被选择以由二进制或类似数字码排序，该二进制或类似数字码被设计以产生具有所需深度穿透和噪声抑制的输入扫描。数据处理步骤中的地震响应与参考波形的相关将输入扫描的地震响应算术地集合成单个子波(例如项160，图6A)。优选二进制数字码包括最大长度移位寄存器序列的规定Britains(例如项100，图3A)。以及一种用于产生期望波形的装置(项152－157，图15)。
文档编号G01V1/02GK1556932SQ02811122
公开日2004年12月22日 申请日期2002年4月23日 优先权日2001年5月2日
发明者斯高特·C·霍恩伯斯泰尔, 阿瑟·H·汤普森, 汤玛斯·C·哈尔西, 罗伯特·A·拉�？�, 柯林特·A·戴维斯, A 戴维斯, A 拉�？�, C 哈尔西, H 汤普森, 斯高特 C 霍恩伯斯泰尔 申请人:�？松梨谏嫌窝芯抗�
专业数控铣床产品供应商
20年生产经验，实力工厂，精工品质，质量有保障
