专利名称：速率估计的装置和方法
背景技术：
I.发明领域本发明涉及无线通信，尤其涉及用AGC信息进行速率估计的新颖并改进了的装置和方法。
II.相关技术描述无线设备利用无线电波来提供长距通信而不受基于有线系统的物理约束。使用在预定频带上发射的无线电波把信息提供给设备。调整可用频谱的分配而使许多用户能进入通信而没有过度干扰。
调谐至载波频率的远程接收机需要在同一载波频率上接收并解调从相应发射机发出的信号。远程接收机从已调载波恢复基带信号。基带信号可能直接被呈现给用户，或者在被呈现给用户之前被进一步处理。
结合了发射机和接收机两者的便携式无线通信设备用来提供双向通信。便携式无线通信设备的示例，通常称为移动单元，为无线电话。无线电话可能形成一部分无线通信系统，譬如电信工业联盟(TIA)/电子工业联盟(EIA)IS-95-B中所定义的那些，MOBILE STATION-BASE STATION COMPATIBILITY STANDARD FOR DUAL-MODESPREAD SPECTRUM SYSTEMS，以及美国国家标准协会(ANSI)J-STD-008中所定义的，PERSONAL STATION-BASE STATION COMPATIBILITY REQUIREMENTS FOR 1.8 TO 2.0 GHZCODE DIVISION MULTIPLE ACCESS(CDMA)PERSONAL COMMUNICATIONS SYSTEMS。用于上述两个系统中的无线电话必需分别符合标准TIA/EIA IS-98-B，RECOMMENDEDMINIMUM PERFORMANCE STANDARDS FOR DUAL-MODE SPREAD SPECTRUM CELLULAR MOBILESTATIONS，以及ANSI J-STD-018，RECOMMENDED MINIMUM PERFORMANCE REQUIREMENTSFOR 1.8 TO 2.0 GHZ CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS(CDMA)PERSONAL STATIONS。
无线电接收机工作在相对敌对的环境中。从发射机传播至相应接收机的无线电信号受到该发射机和接收机周围障碍物和结构的散射和反射。结构，譬如建筑物，以及周围地形，譬如墙壁和山坡，导致发射信号的散射和反射。发射信号的散射和反射导致从发射机到接收机的多条信号通路。对多条信号通路有影响的障碍物以接收机为中心，其半径与接收信号波长成正比。对多条信号通路的起因随接收机移动而变化。
接收机天线处的入射信号是发射机至接收机的信号散射与反射结果造成的所有多径信号之和。合成的接收信号可被建模成具有两个分量。
第一分量称为遮蔽、慢衰落、对数正态衰落、或长期衰落。慢衰落由发射机和接收机间的地形轮廓所引起，或者作为接收机通过隧道内、桥下、或建筑物后的结果。由于慢衰落效应，因此在任何特定位置处测得的接收功率随时间变化。由于慢衰落分量测得的接收功率是对数正态分布的。
第二信号分量称为快衰落、多径衰落、短期衰落、或瑞利衰落。快衰落由发射通路中障碍物造成的发射信号的反射和散射所引起，障碍物有诸如树木、建筑物、车辆及其它结构。快衰落导致整个接收带宽的衰落，其中到达接收机处的信号破坏性地联合起来。
接收机处的入射信号由慢衰落信号上叠加快衰落信号而合成。结果，移动的无线电接收机可能极大的变化在接收信号强度方面。此外，移动的接收机在接收信号中还经受频率漂移。频率漂移的一个原因是多普勒漂移，它造成接收信号的频偏与接收机相对发射机的速度成正比。
移动的无线电接收机，譬如工作在IS-95或J-STD-008通信系统中的移动电话，经受信号衰落和频率多普勒漂移作为其工作环境的常规部分。移动接收机结合各种技术来补偿进入信号的幅度和频率变化。
然而，如果移动接收机知道其速率，则可以改进许多移动接收机的解调算法。而且，移动接收机得知速率可以与位置判决算法一起使用。此外，可以提供移动接收机的速率作为要被发射至远程站点的遥测数据、或者作为对用户可用的数据。需要能用接收机上的入射信号来确定移动接收机的速率。移动接收机的速率测量需要不加重通信系统的负担而被执行。
发明概述当前实施例公开了一种新颖并改进了的速率估计器，它具有信号处理器，从接收信号中提取一条多径；信号定标器和乘法器，用标度因数按比例缩放接收信号，该因数是AGC增益的倒数；瞬时包络计算器；移动RMS计算器；电平交叉计数器，计算瞬时包络值经过电平交叉阈值的次数；以及查找表，把述评交叉数映射为速率估计。速率估计器可能还结合了FIFO，用于存储预定数目的瞬时包络值。
当在CDMA无线通信设备内实现速率估计器时，接收信号是合成CDMA信号，并且可以通过在预定数目的码片上进行去扩展并累加导频信号而获得单独多径。
电平交叉计数器可能通过结合高电平阈值和低电平阈值而使电平交叉计数引入滞迟。高电平阈值可能作为高于移动RMS值的一半的第一预定电平M dB而产生。低电平阈值可能作为低于移动RMS值的一半的第二预定电平N dB而产生。值M和N在特定实施例中可能为三。
速率估计器可能用归一化乘法器通过把瞬时包络值与归一化因数相乘而产生归一化的值。在一个实施例中，归一化因数可能是2/(移动RMS值)。当使用归一化乘法器时，电平交叉计数器使用预定的电平交叉阈值。
附图简述通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的元件具有相同的标识，其中
图1是无线通信系统的图；图2是无线接收机的框图；图3是接收信号图；图4是接收信号估计的框图；图5是电平滞迟图；图6是速率估计实现的框图；图7是速率估计实现的框图；图8是速率估计方法的流程图；以及图9是速率估计方法的另一实施例流程图。
优选实施例的详细描述图1示出无线通信系统的框图，其中移动接收机实现速率估计。无线电话系统仅作为示例性实施例被提供。这里所公开的移动接收机速率估计不限于无线电话系统或甚至无线通信系统中的实现。对于本领域的技术人员显而易见的是，在接收机设计领域中，这里所公开的速率估计可能在移动无线电接收机内实现。
工作诸如IS-95或J-STD-008系统这样的无线通信系统中的移动电话110用无线电波来与基站120通信。基站120由天线标识，尽管现实中基站硬件不会直接位于天线处。基站120天线可能位于建筑物122上，或者位于天线塔上。尽管仅示出一个基站120，然而移动电话110可能同时与不止一个基站120进行通信。从基站120到移动电话110的传输理想地横贯一条单独通路，但现实中横贯多条通路。
地形或结构130可能阻碍从基站120到移动电话110的信号通路。遮蔽移动电话110的结构130导致接收信号功率的慢衰落变化。从基站120到移动站110的多条信号路径由于发射信号的反射和散射而出现。其它信号路径可能由于足够接近于移动电话110的结构142、树木144及车辆146的反射而出现。导致多条信号路径的物体以移动电话110为中心，其半径与接收信号波长成正比。已反射发射信号的本地源导致经受快衰落的接收信号。移动着的移动电话110受到由多条信号路径中恒定变化所引起的快衰落信号的影响。如下所述，移动电话110结合了根据快衰落信号的速率估计。移动电话110的速率估计可以用来产生纠错因数，它用于解调接收信号或者被重新发射或转化成对用户的显示值。
图2是常规外差接收机200的框图。天线210用来使无线接收机200与进入的无线电波接口。接收机200连同无线电话中相应的发射机一起实现，天线210也与发射机共享。在无线电话中，天线共用器用来把信号从天线210耦合至接收机的其余部分，并且从发射机耦合至天线210。为了简化的目的，图2中未示出天线共用器和相应的发射机。
天线210的输出与低噪声放大器(LNA)耦合。天线210后的LNA 220用于放大接收信号。LNA 220还是导致接收机噪声系数的主要原因。LNA 220的噪声系数直接加入接收机的噪声系数，而随后级的噪声系数与LNA 220增益成比例减少。这样，选择LNA 220来提供接收频带中的最小噪声系数，而用足够的增益放大接收信号，从而使来自随后级的噪声系数最小。
在LNA 220内放大的信号与RF滤波器224耦合。RF滤波器224用来提供对接收频带外的信号的抑制。为了减少滤波器对总接收机噪声系数的影响，在LNA 220级后使用RF滤波器224。RF滤波器224的输出与RF混频器230的输入耦合。
RF混频器230用本地产生的频率信号与已放大的接收信号混频，从而把信号下变频至中频(IF)。RF混频器230的IF输出与IF滤波器232耦合。IF滤波器232用于仅通过从单独接收信号产生的IF。IF滤波器232用于抑制IF频带外的信号，尤其是相邻信道信号和不期望的混频器的产物。IF滤波器232具有比RF滤波器224窄得多的频率响应。由于RF混频器230不考虑RF信道的频率而把期望RF信道下变频至同一IF，因此IF滤波器232会具有窄带多的频带。相反，由于可以为通信链路分配接收频带内的任一信道，因此RF滤波器224必需通过整个接收频带。IF滤波器232的输出与用来增加信号电平的可变增益放大器(VGA)236耦合。
VGA 236作为部分自动增益控制(AGC)回路而使用，用于为随后级保持接收信号内的恒定幅度。VGA 236的增益用控制回路来改变，控制回路检测放大器输出的幅度。来自VGA 236的输出与IF混频器240的输入耦合。
IF混频器240把IF信号下变频至基带信号。与IF混频器240一起使用的本地振荡器(L0)与第一LO是分开且相异的。IF混频器240的基带输出与基带滤波器242耦合。基带滤波器242用于把经下变频的基带信号低通，以去除所有不期望的混频器的产物并为前面未被IF滤波器232抑制的任意相邻信道信号提供进一步抑制。基带滤波器242的输出与模拟至数字转换器(ADC)250耦合，模拟基带信号在后者中被转换成数字采样。当接收机200是CDMA接收机时，譬如IS-95或J-STD-008中定义的通信系统中所使用的接收机，基带信号就由同相分量和正交分量组成。同相和正交基带分量可以通过在两个分开的混频器内下变频IF信号而被分开，其中到每个IF混频器的LO信号是正交的。ADC 250对同相和正交基带信号进行采样，从而分别产生同相和正交数字采样。ADC 250的输出与基带处理器270耦合。
基带处理器270级表现在基带信号上执行的所有随后处理。随后处理的示例包括、但不限于去扩展、去交织、纠错、滤波、以及放大。举例来说，CDMA电话内的基带处理器结合了按排为雷克接收机的多个解调器指。然后，经处理的信息被路由至适当的目的地。经处理的信息可能在无线设备内被用作为控制信号，或者被路由至诸如显示器、扬声器或数据端口这样的用户接口。
ADC 250的输出还与自动增益控制(AGC)260级耦合。AGC 260测量进入信号的能量并把控制信号提供给LNA 220和VGA 236以缩放接收到的模拟信号，使得经下变频的基带信号留在ADC 250的预定动态范围内。由于LNA 220一般不是可变增益放大器，因此与LNA 220耦合的控制信号一般用来控制放大器DC偏置。
接收模拟信号的动态范围可以高达80dB，这通常要求约13-14比特的ADC比特宽度来对其进行量化，而不导致饱和或截断损失。然而，由于期望使外部引线、数据通路硬件和功耗最�。虼嗽谏桃瞪嫌τ米ㄓ眉傻缏�(ASIC)上的IQ采样比特宽度一般被限制在4-6比特。AGC回路用小的ADC比特宽度来捕获大的动态范围。AGC测量进入信号的能量，并且控制LNA和VGA来缩放该模拟信号，使得它留在由ADC比特宽度所支持的动态范围内。
如上所讨论的，移动电话周围的物理地形和结构创建了从发射机到移动电话接收机的多条信号通路。合成的接收信号可以用具有慢衰落分量和快衰落分量的多个信号来建模。图3A示出移动着的移动电话的多径信号之一的例子，示出由于慢衰落和快衰落分量引起的接收信号功率随时间的变化。图3B中示出合成接收信号的慢衰落分量。图3C中示出合成接收信号的快衰落、或瑞利衰落分量。接收机内的AGC回路能够补偿几乎所有慢衰落的效应，并且能够补偿一部分瑞利衰落的效应。
可以用随时间的单独多径中的功率测量来作出速率估计。可以从该功率在给定时间段内经过其RMS功率电平一半的次数(这称为电平交叉率)中估计出移动单元的速度。这样，可以用快速衰落导致与RMS功率电平阈值一半交叉的次数来估计移动单元的速率。RMS功率电平一半的阈值不是速率估计所能使用的唯一阈值。可以选择任意RMS功率电平的其它分数或倍数作为阈值电平。然而，用RMS功率电平的一半作为阈值导致了给定速率的最大电平交叉率。
实现这种速率估计器的一个难题是在移动单元内建立一精确计量器来测量一条多径的功率。由于速率估计的电平交叉率算法需要知道单独多径中接收功率随时间的变化，因此单独多径中的功率必须与总接收功率分开。即使单独多径中的功率被分开，由于AGC的效应会产生第二个问题。由于AGC试图保持接收信号包络大致恒定，因此破坏了移动单元估计接收功率所需的信息。如果不能精确测量接收信号功率，那么用电平交叉进行速率估计则不能正确地起作用。
为了把接收功率的电平交叉率用作接收机速率的估计器，接收机必需分开一条单独多径，纠正信号幅度上的AGC效应，并且对接收信号经过基于RMS接收功率的阈值的次数进行计数。
在第一实施例中，CDMA接收机用导频信号的特性来辅助速率估计。在CDMA系统中，基站发出一导频信号，它可以被移动接收机用作相干解调的相位基准。得知一条多径的导频功率足以用来确定电平交叉率。一条多径中的导频功率的值由其RMS功率电平归一化，它等价于一条多径中接收到的归一化总功率。两个比率的等价性假定导频能量相对由基站发射的总能量的比率(Ecp/Ior)是恒定的。导频信号相对已发射总能量的恒定比率对于CDMA系统是正确的。换言之，由于衰落同等地影响所有经Walsh编码的信道，因此使用一条信道(导频)的功率后，归一化功率信息是可用的。通过在足够时间量上相干地积分已去扩展的导频，从总接收功率中分开一条多径中的功率。相干积分从正交数据信道中的功率中分离出导频功率。CDMA接收机可能把雷克接收机的一个指分配给经识别的多径。然而，由于信号可能由AGC电路动态地缩放，因此单独的经去扩展的、积分导频不是接收机处其相应通路的功率的精确估计。
AGC的效应可以通过用AGC增益的倒数缩放接收信号而去除。图4示出一种实现的框图，它缩放输入信号来去除AGC回路的效应。信号被输入使用AGC的电路。这在图4中作为VGA 436的输入信号而示出。当在CDMA接收机内实现图4的电路时，VGA 436的输入可以是经下变频的IF信号。可变增益回路包括RF级或者可能仅包含基带级。可变增益的分布不是缩放电路的限制。
控制线438上的信号确定了VGA 436的放大电平。在CDMA接收机中，VGA 440的输出是IF信号，它与执行正交混频和滤波440的信号处理级耦合。正交基带输出由同相和正交信号分量组成。同相信号与第一ADC 452耦合，正交信号与第二ADC 454耦合。来自两个ADC 452和454的采样输出信号与形成AGC回路一部分的功率估计器462耦合。功率估计器462根据ADC输出作出瞬时接收功率的估计。功率估计器的输出用反相加法器464从预定设定点中被减去。选择预定的设定点来表示ADC 452和454上边界附近的信号功率值。超出设定点的功率估计导致控制线438上产生降低VGA 436的增益的信号。低于设定点的功率估计导致控制线438上产生提高VGA 436的增益的信号。
反相加法器464的输出与低通滤波器466耦合。低通滤波器466的输出与数字至模拟转换器(DAC)468耦合，后者产生应用于VGA 436的模拟控制信号。当VGA能接受数字控制信号时，不需要DAC 468。VGA 436按照该控制信号改变其增益。
低通滤波器466的输出还与反相器耦合，这里表示为具有乘法因数-1的乘法器482。乘法器482的输出与对数至线性转换器484耦合。对数至线性转换器484用传递函数来配置，该函数是AGC控制信号-信号增益传输函数的倒数。对数至线性转换器484的传递函数是VGA响应的倒数，其中VGA 436是唯一的可变增益元件。当AGC电路的控制内有不止一个可变增益元件时，对数至线性转换器484必需补偿附加元件的可变增益。对数至线性转换器484的输出是接收信号电压的估计，其中去除了AGC电路的任何效应。
信号缩放器提供足够的信号处理以允许在接收信号对噪声比(SNR)为高时精确地确定电平交叉率。这是因为接收信号内的噪声分量相对于接受信号功率是不重要的，并因而不会对电平交叉率的确定产生不利影响。然而，当噪声分量对总接受功率的重大影响时，噪声分量对使用单一阈值时的电平交叉率的确定产生不利影响。
如上所述，在一段时间上对导频信号进行积分，从而从总接收功率中分离出一条多径中的功率。这种相干积分提供了导频信号功率的瞬时估计。导频积分时间根据期望快衰落的最高频率分量来确定。快衰落的频率分量可以用接收机将经受的期望速率范围来估计。为了可靠地检测电平交叉，导频积分时间必需足够低于快衰落的周期。由于该时间量在信道具有衰落时是有限的，因此测得的导频功率具有与其相关的一定量的噪声。已积分导频的功率的SNR与Iorhat0*(Ecp/Ior)/(Ioc+Nt)直接成正比，其中Iorhat0是路径0中移动单元处的信号功率量，(Ecp/Ior)代表导频能量相对基站处发射的总能量的比率，而(Ioc+Nt)代表由相邻基准和热噪声所引起的总干扰。因此，在总接收功率为低或者在干扰电平和噪声为高时，导频功率的测量是有噪声的。这种噪声导致导频功率的估计穿越阈值许多次，而无噪声系统中测得的实际接收导频仅经过一次。
为了降低信号的SNR对电平交叉率的效应，可以使用电平滞迟。滞迟意指高阈值和低阈值的使用。不应认为信号幅度经过阈值电平，除非它从较低的滞迟阈值(设低于阈值电平N dB)开始，然后经过较高的滞迟阈值(设高于阈值电平M dB)，反之亦然。导致最大电平交叉次数的阈值电平是RMS信号功率的一半。然而，所使用的实际阈值设计上并非限制性的并且可以被选择为相对于RMS电平的任何电平。在示例性实现中，M和N被设为3。M和N的值无须相同并且可能不取决于预定的阈值电平。因此，当实现滞迟时，信号幅度测量中低于(N+M)dB的小变化不会在电平交叉计算中被计数。电平滞迟算法可以用下列伪随机码来表示，其中s(n)是时间n处的码元幅度，TH是高滞迟阈值电平，而TL是低滞迟阈值电平。
如果(s(n)＜TL){如果(阈值标志＝＝0){电平交叉计数器++；}阈值标志＝1；}否则如果(s(n)＞TH){如果(阈值标志＝＝1){电平交叉计数器++；}阈值标志＝0；}图5示出有噪环境中一条多径中的信号估计530随时间的变化。通常，快衰落会导致如图3C所示的信号。然而，噪声分量的影响会导致多径信号的有噪估计。高滞迟阈值表示为TH510，低滞迟阈值表示为TL520。预定的阈值电平出现在高和低滞迟阈值之间的功率电平处，并且未在图5中示出。上面提供的伪随机码的操作导致电平交叉计数仅在X表示的那些点处计数。
图6示出速率估计器600的第一实施例。为诸如CDMA无线电话这样的利用正交信号的接收机而示出速率估计器600。然而，速率估计器600的操作不需要使用正交信号。
在第一实施例中，在CDMA无线电话内实现速率估计器600，譬如工作在IS-95或J-STD-008中定义的通信系统内的无线电话。经采样的同相602和正交604信号被提供给信号处理器610，后者在预定的N码片周期上对导频信号进行PN去扩展和累加。信号处理器610作为多径提取器而工作。信号处理器610可能是微处理器、数字信号处理器、ASIC、或能进行该功能的信号处理器的任意组合。信号处理器610也许能执行独立单元的功能，或者能与存储器一起通过使用保存在存储器内的指令而执行该功能。而且，信号处理器610可能专用于上述功能或可能执行附加功能。信号处理器610的输出是同相导频码元612和正交导频码元614。同相和正交导频信号612和614与相应的乘法器622和624耦合。
被提供给信号处理器610的相同采样的同相602和正交604信号还被提供给信号缩放器608。信号缩放器608可能如图4所示与AGC电路集成，或者可能是执行等价功能的电路。信号缩放器608的输出是表示AGC增益的倒数的缩放因数。该缩放因数与每一个乘法器622和624耦合。
乘法器622和624的输出是表示同相和正交导频信号的信号，其中去除了AGC电路的效应。经缩放的信号与低通滤波器630耦合。低通滤波器的输出与功率计算级640耦合，后者通过求出经缩放的同相和正交导频码元的平方和的平方根来计算信号能量的平方根，表示为s(n)。
计算出的值s(n)与移动RMS计算器650耦合。移动RMS计算器650用s(n)的预定数量的连续值计算移动RMS值。计算出的移动RMS值与阈值计算级652耦合。阈值计算级652用预定的滞迟值M和N来计算较高和较低电平交叉阈值。计算出的较高和较低阈值与电平交叉计数器660耦合。
计算出的值s(n)还与先进先出(FIFO)缓冲器642耦合。确定FIFO的深度对应于移动RMS计算中所使用的码元数。FIFO 642的码元输出与电平交叉计数器660耦合。电平交叉计数器660用计算出的较高和较低阈值对电平交叉次数进行计数，从而实现计数中的滞迟。
电平交叉计数器660的输出与查找表670耦合，后者把给定时间段内的电平交叉次数映射为估计的速率。速率估计直接从查找表670输出。或者，不实现查找表670，电平交叉计数器660的输出直接被用作速率估计。随后级可能适用于直接使用电平交叉计数，或者可能从电平交叉计数中计算出速率估计。当随后级适用于直接使用电平交叉计数时，无须用查找表670提供的中间转化。当随后级直接使用电平交叉计数时，电平交叉计数自身就表示速率估计。
图7示出一替换实施例。图7所示的替换速率估计器700使用了与图6中所使用的速率估计器相同的许多相同级。示出的保持相同的那些级具有相同的索引号。两个实施例的区别在于电平交叉的计算。直到信号能量的平方根s(n)为止的级在两个实施例中保持相同。在第二实施例中，信号s(n)与移动RMS计算650耦合，并且像第一实施例中那样与FIFO 642耦合。然而，在第二实施例中，移动RMS计算650的输出与归一化因数级752耦合。归一化因数级752计算2/x，其中x表示移动RMS计算级650的输出。值2/x表示归一化因数。归一化因数级752的输出与归一化乘法器744耦合。
FIFO 642的输出与归一化乘法器744的另一输入耦合。归一化乘法器744的输出是由移动RMS值的一半归一化的FIFO 642输出。乘法器744输出与电平交叉计数器660耦合。电平交叉计数器660与第一实施例中所使用的相同。然而，电平交叉计数器能够使用恒定的滞迟阈值，而非使用改变的滞迟阈值。由于输入信号用与移动RMS值成正比的值进行归一化，因此电平交叉计数器660能使用恒定的滞迟阈值。电平交叉计数器660的输出再次与查找表670耦合以确定速率估计。于是，查找表670的实现又是任选的。电平交叉计数可由随后级直接使用，或者可能从电平交叉计数中计算出速率估计。
图8示出速率估计方法的第一实施例的流程图。例程从接收输入信号802开始。在CDMA电话中，这些是经下变频的信号采样。
接着，从接收到的信号中提取一条多径804。这通过在特定时间段上对一个导频进行积分而在CDMA电话内执行。这在多指雷克接收机的一个指内执行。从经提取的多径中计算出瞬时包络信号值806。在CDMA电话中，通过把已积分导频信号的同相和正交分量的平方相加而得到该瞬时值。从预定数量的瞬时包络值中计算出808移动RMS值。接着，用计算出的移动RMS值计算电平交叉阈值810。通过把预定的较高滞迟值加入计算出的移动RMS值而计算出较高电平交叉阈值。类似地，通过从计算出的移动RMS值中减去预定的较低滞迟值而计算出较低电平交叉阈值。
一旦已经计算出电平交叉阈值，电平交叉次数就被计数812。结合了滞迟的计数方法可能用于消除由噪声产生的影响。在一个实施例中，然后用预定的查找表把经累加的电平交叉数映射为速率估计。或者，经累加的电平交叉数自身就表示速率估计。在经累加的电平交叉数表示速率估计时不需要查找表。
图9示出替换的速率估计实施例。例程通过接收输入信号开始902。例程接着进行到方框904，其中从接收到的信号中提取一条多径。例程接着计算这一条多径的瞬时包络值906。例程用多个瞬时包络值计算移动RMS值908。例程接着计算等于2/(移动RMS值)的缩放因数910。例程接着用缩放因数对每个瞬时包络值进行按比例缩放912。然后，用这些归一化的值来对电平交叉次数进行计数914。然后，电平交叉次数在查找表916内被映射为速率估计。这里，如前面实施例中所讨论的，查找表的实现是任选的。电平交叉次数可能独立地表示速率估计。
本领域的技术人员能进一步理解，结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、�？楹退惴ú街杩梢宰魑缱佑布�、计算机软件或两者的组合来实现。为了清楚说明硬件和软件间的互换性，各种说明性的组件、框图、�？�、电路和步骤一般按照其功能性进行了阐述。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用和对总体系统所施加的设计约束。技术人员可以认识到在这些情况下硬件和软件的交互性，以及怎样最好地实现每个特定应用程序的所述功能。
上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。
权利要求
1.一种速率估计器，包括信号处理器，用于从接收信号中提取一多径；信号定标器，用于产生一缩放因子，它是AGC增益的倒数；乘法器，用缩放因子对已提取的多径进行按比例缩放；瞬时包络计算器，计算已提取多径的瞬时包络值；移动RMS计算器，用多个瞬时包络值计算移动RMS值；电平交叉计数器，用于计算电平交叉的数目，其中该电平交叉数目是瞬时包络值与从移动RMS值产生的电平交叉阈值的相交次数。
2.如权利要求1所述的速率估计器，其特征在于还包括一查找表，它把电平交叉数目映射为速率估计。
3.如权利要求1所述的速率估计器，其特征在于，所述接收信号是复合CDMA信号。
4.如权利要求3所述的速率估计器，其特征在于，信号处理器通过在预定数量的码片上对来自复合CDMA信号的导频信号进行去扩展和累加来提取多径。
5.如权利要求1所述的速率估计器，其特征在于还包括一FIFO，它存储预定数量的瞬时包络值，这些值等于用于计算移动RMS值的多个RMS值。
6.如权利要求1所述的速率估计器，其特征在于，所述电平交叉计数器通过使用从移动RMS值中产生的较高电平交叉阈值和较低电平交叉阈值而实现对电平交叉计数时的滞迟。
7.如权利要求6所述的速率估计器，其特征在于，所述较高电平交叉阈值被计算为高于电平交叉阈值的第一预定dB数，M。
8.如权利要求7所述的速率估计器，其特征在于，所述较低电平交叉阈值被计算为低于电平交叉阈值的第二预定dB数，N。
9.如权利要求8所述的速率估计器，其特征在于，所述电平交叉阈值是移动RMS值的一半。
10.如权利要求9所述的速率估计器，其特征在于，M和N为3。
11.一种速率估计器，包括信号处理器，用于从接收信号中提取一多径；信号定标器，用于产生一缩放因子，它是AGC增益的倒数；乘法器，用缩放因子对已提取的多径进行按比例缩放；瞬时包络计算器，计算已提取多径的瞬时包络值；移动RMS计算器，用多个瞬时包络值计算移动RMS值；归一化乘法器，通过用从移动RMS值中产生的归一化因子乘以瞬时包络值而产生归一化的RMS值；电平交叉计数器，用于计算电平交叉的数目，其中该电平交叉数目是瞬时包络值与预定的电平交叉阈值的相交次数；以及查找表，用于把电平交叉数目映射为速率估计。
12.如权利要求11所述的速率估计器，其特征在于，归一化因子是2/(移动RMS值)。
13.一种速率估计的方法，包括接收复合输入信号；从复合输入信号中提取单条多径的信号；计算已提取的多径信号的瞬时包络值；计算已提取的多径信号的移动RMS值；对由瞬时包络值作出的与电平交叉阈值交叉的次数进行计数。
14.如权利要求12所述的方法，其特征在于还包括，把交叉次数映射为速率估计。
15.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述复合输入信号为CDMA信号。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，提取单条多径的信号是通过在预定数量的码片上对导频信号进行PN去扩展和累加而执行的。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，通过获得同相信号分量和正交信号分量的平方之和的平方根而计算所述瞬时包络值。
18.如权利要求13所述的方法，其特征在于，用高电平交叉阈值和低电平交叉阈值来计算交叉次数，其中高电平交叉阈值比移动RMS值的一半大第一预定dB数M，而低电平交叉阈值比移动RMS值的一半小第二预定dB数N，其中当表示随时间变化的瞬时包络值的瞬时包络值既经过高电平交叉阈值又经过低电平交叉阈值时，发生电平交叉。
全文摘要
通过对给定时间量中一条多径中的信号经过预定阈值的次数进行计数，而从接收信号中确定速度估计。接收信号，并且从该接收到的信号中提取一单独多径。计算已提取多径的瞬时包络值。用多个瞬时包络值来计算移动RMS值。用移动RMS值来确定电平交叉阈值。瞬时包络值经过电平交叉阈值的次数被计数。电平交叉数被映射为速率估计。
文档编号G01S19/25GK1531660SQ02806555
公开日2004年9月22日 申请日期2002年1月31日 优先权日2001年2月1日
发明者T·B·威尔伯恩, T B 威尔伯恩, S·帕特尔, 囟, G·C·西, 西, F·阿布里萨姆克, 祭锶 房 申请人:高通股份有限公司
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