专利名称：具有切换模式放大器的闭环电流变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及ー种具有切换模式放大器的闭环型的电流变换器。
背景技术：
某些公知的电流变换器具有磁场检测器和磁路，该磁路被设计成:环绕初级导体，要被测量的电流流过该初级导体；并且集中由在初级导体中流过的电流产生的磁场。磁场检测器感测形成要测量的电流的图像的该磁场。开环电流变换器由磁场检测器产生測量信号，而在闭环磁场检测器中，利用试图消除由初级导体产生的磁场的补偿线圈(也称为次级线圈)，来自磁场检测器的信号被用于产生反向磁场。换句话说，闭环传感器具有试图消除由初级导体产生的磁场的反馈信号。补偿线圈中流过的电流表示要测量的电流的图像，因此，可以用于提供电流测量信号。对于给定电流測量范围，闭环电流变换器通常比开环电流变换器成本高，但是优点是其灵敏度和精确度更高。电流变换器中采用的磁场检测器可以是霍尔效应检测器、磁阻检测器或者磁通量闸门检测器。磁通量闸门检测器通常比霍尔效应检测器更灵敏和精确。在闭环电流变换器中，为了驱动补偿线圈并且提供測量信号输出，由磁场检测器产生的信号需要被处理和放大。在某些传统电流变换器中，采用线性放大电路，然而，线性放大器消耗、耗散和浪费相对大量的能量。对于某些应用，特别是在对于铁路电机中存在的要求大电流测量的应用或者在其他大电流应用中，为了在高工作温度下疏散过量的热，变换器放大电路需要冷却装置和大体积。通过使用更高效的放大器，特别是诸如公知的闭环电流变换器中采用的众所周知的H桥式放大器电路的切换模式放大器，可以减少热生成。例如，W09836281中描述了ー种用于电流变换器的公知H桥式放大器的例子。然而，这种类型的放大器通常比可比功率的线性放大器的成本高、可能需要分离的补偿线圈、并且产生比绝对测量输出(即，相对于地(0伏持))更无用或者更不希望的差别输出电压。
发明内容
考虑到上述问题，本发明的目的是提供一种小型的并且有低功率消耗的电流变换器。有利的是提供ー种经济且精确的电流变换器。有利的是提供ー种具有參考地或者其他基准电压的输出的电流变换器。有利的是提供ー种可以测量包含大幅值电流的大工作范围内电流的电流变换器。还有利的是这种变换器具有电流输出。通过提供根据权利要求1的闭环电流变换器系统已经实现了本发明的这些目的。在此公开了ー种闭环电流变换器系统，该闭环电流变换器系统包括:磁场检测器；信号处理电路，含有连接到磁场检测器的放大器电路；以及补偿线圈，连接到放大器电路并且被配置为用于产生反向磁�。梅聪虼懦∈酝枷梢徊饬康牡缌魉鞴某跫兜继宀拇懦�。放大器电路包括:第一切换模式功率级，被配置为用于驱动补偿线圈；以及第二切换模式功率级，被配置为用于输出平衡电流。该变换器系统由串联连接的电压源(V_H、V_L)供电，第一切换模式功率级由该电压源馈电并且被配置成为连接到第一基准电压的测量电阻器提供输出电流，其中测量电阻器两端的电压提供在初级导体内流过的电流的图像，而第二切换模式功率级也由该电压源馈电并且具有通过电感器连接到第二基准电压并且被配置成用于输出平衡电流的输出端，而第一和第二基准电压可以相同或不同。第二切换模式功率级独立于第一切换模式功率级被调节，而第二切换模式功率级的控制被配置，以便以与用于控制第一功率级的磁场检测器信号无关的方式工作(即，独立于用于控制第一功率级的磁场检测器信号)。这样允许平衡电压源(V_H、V_L)的负荷，因此，避免在电压源之一或者二者上建立过高电压。通过利用其自己的调节环路提供第二切换模式功率级的输出，可以实现该切换模式功率级的独立调节。平衡电流的振幅可以是介于第一功率级的电流输出的0.1与1.5倍之间，优选地介于其0.7与1.2倍之间，但是符号相反。第一切换模式功率级被配置，以便连接到第一基准电压，优选地连接到地，并且第二切换模式功率级也被配置，以便至少通过电感器连接到诸如地的第二基准电压。第一和第二基准电压可以处于相同电压，或者可以处于不同电压。在实施例中，第一切换模式功率级包括:调制器、一个或者多个驱动器、以及单半桥式电路。在该实施例中，第二切换模式功率级也包括:调制器、一个或者多个驱动器、以及单半桥式放大器电路。第一和第二功率级的调制器和驱动器可以相同或者基本上相同。电阻器可以连接到第二功率级。在实施例中，磁场检测器包含其输出被用于调节第一功率级输出并由此调节补偿电流的磁通量闸门电感器和相关振荡器。在实施例中，磁场检测器有利地包括第一磁通量闸门电感器和任选的第二磁通量闸门电感器，第一磁通量闸门电感器连接到第一切换模式功率级并且被配置为用于调节电路并由自振荡电路驱动。任选的第二磁通量闸门电感器由与第一磁通量闸门电感器相反的信号驱动，以产生与第一磁通量闸门电感器产生的磁通量相反的磁通量。这样允许显著降低初级电流和补偿电流中由磁通量闸门电感器感应的噪声。上述配置有利地允许放大器电路产生平衡的或者几乎平衡的供电电流，该供电电流始终具有相同的正符号。这样还允许测量信号相对于诸如地(O伏)的固定基准信号而被测量，因此，提供绝对测量信号输出。与线性放大器相比，切换模式功率级显著降低功率消耗，因此，消除对诸如大型散热器的冷却系统的需要，导致变换器的重量降低和尺寸减小。此外，由于供电电流被显著降低并且实现平衡，所以需要较少的装机功率供给变换器。本发明的配置允许在产生双极电流输出的同时利用切换模式功率级，该双极电流输出可以使测量电阻器连接到地，并且它对于高精度测量特别有利。在实施例中，第二功率级通过求和电路连接到第一功率级，该求和电路包括:电阻器；差分放大器；以及控制电路，还被称为调节电路，用于控制(调节)第二功率级中的电流。然而，在本发明的范围内，可以利用其他装置测量第一和第二功率级的电流输出以便调节第二功率级的电流，例如利用隔离的或者非隔离的电流传感器或者其他电子电路调节第二功率级中的电流。
在变型中，放大器电路可以包含差分电流变换器，该差分电流变换器被配置为用于感测电压电源的供电电流之间的差值并且被连接到还被称为调节电路的控制电路，诸如还被称为PI调节器的PI控制器(比例积分控制器)，该控制电路控制(调节)第二切换功率级的平衡电流。在另一个变型中，放大器电路可以包含:电压感测电路，被配置为用于测量电压源上的二极管两端的反向电压；以及调节器，被配置为用于调节平衡电流，以降低流入电压源上的电容器的电流。该调节电路可以包括差分放大器，被配置为用于测量二极管上的反向电压并且用于调节例如介于O与5伏之间的限定范围内的这些反向电压。请注意，第二功率级的输出电流的幅值不需要严格等于第一功率级的输出电流的幅值，但是可以处于第一功率级的输出电流的幅值的0.1至1.5倍的范围内，然而，符号相反。因数I将使供电电流实现最佳平衡，而诸如0.5的较小因数将以供电电流的某些不平衡为代价降低第二功率级中的损耗。该因数可以依赖于第一功率级输出电流Is或者像供电电压、连接到供电电压的其他负荷、或者电路的某些部分吸收能量的能力这样的其他系统参数。优选地，第二切换模式功率级被配置为用于输出其幅值介于第一功率级的电流输出的0.7与1.2倍之间的平衡电流，但有相反的符号。在有利的实施例中，补偿线圈中的电流对变换器提供被用作测量信号输出的电流输出，连接到地(或者另一个基准电压)的外部测量电阻器连接到该变换器。在本发明的范围内，测量电阻器也可以集成在变换器中，并且变换器的测量信号被提供作为电压输出。
根据权利要求和下面结合附图对本发明实施例所做的详细描述，本发明的其他目的和有利方面将是显而易见的，附图中:图1是示出根据本发明实施例的电流变换器的方框`
图2是根据本发明实施例的电流变换器的功率级的简化电路图；图3是根据本发明的电流变换器的测量头的实施例的透视截面图；图4是根据本发明的变换器的实施例的放大电路的切换模式功率级的输入和输出信号的简化曲线图；图5是具有一个单切换模式功率级的电流变换器的功率级的简化电路图；图6a和6b示出具有AB类功率级(“AB类”曲线)的、具有单切换模式功率级(“单D类”曲线)的或者具有根据本发明的两个切换模式功率级(“双D类”曲线)的4000A/2500匝电流变换器的作为补偿电流Is的函数的供电电流1_1^和I_H，其中Ibal =-1s ；图7是根据本发明实施例的电流变换器的功率级的简化电路图；图8是根据本发明另一个实施例的电流变换器的功率级的简化电路图；图9是示出根据本发明实施例的电流变换器的通用配置的方框具体实施例方式现在参考附图，特别是参考图3和9，用于测量初级导体5中流过的电流Ip的闭环电流变换器系统包括由串联连接的电压源V_H、V_L供电的测量头3和信号处理电路。测量头包括磁场检测器WS3、WS2和补偿线圈WS1。信号处理电路包含连接到磁场检测器的放大器电路，和检测器并且连接到放大器电路并且被配置成用于产生试图消除由初级导体中流过的电流产生的磁场的反向磁场。放大器电路包括第一切换模式功率级I，该第一切换模式功率级I由电压源V_H、V_L馈电并且被配置为用于驱动补偿线圈WSl并将输出电流Is送到与第一基准电压Vref相连的测量电阻器Rm。测量电阻器两端的电压提供初级导体5中流过的电流Ip的图像。放大电路至少包含第二独立调节的切换模式功率级2，该第二独立调节的切换模式功率级2由具有通过电感器L2连接到第二基准电压Vref2并且被配置为用于输出平衡电流Ibal的输出端的电压源V_H、V_L馈电。请注意，第一和第二基准电压可以相同，或者它们可以处于不同电位。串联连接的电压源V_H、V_L的中点优选地被连接到第一基准电压Vref。特别是參考图3，在实施例中，测量头3包含磁场检测器，该磁场检测器包括封闭于磁屏蔽4内的第一环形磁通量闸门电感器WS2和第二环形磁通量闸门电感器WS3。測量头还包含围绕磁屏蔽4缠绕的补偿线圈WS1。测量头具有允许初级导体5穿过的中心通路，要被测量的电流Ip流过该初级导体。请注意，初级导体可以独立被插进该通路，或者被提供作为导体段，该导体段被预先组装以便形成变换器的整体部分。每个磁通量闸门电感器具有由有高磁导率的材料制成的、被连接到磁通量闸门振荡器电路10的线圈8环绕的芯6，该磁通量振荡器电路10被配置为用于产生交替地使这些芯饱和的交流电流。每个芯6可以是例如由一砸或者几匝非晶质带状物制成的环的形式。应当注意，只有一个磁通量闸门电感器被要求对于磁场检测器起作用。第二磁通量电感器是任选的，并且具有降低由补偿线圈和初级导体内的磁通量闸门电感器感生的噪声的优点。一个磁通量闸门电感器WS2用作磁通量检测器，用于调节试图消除初级导体的电流Ip产生的并且作用于磁通量闸门电感器WS2、WS3的磁场的补偿线圈WS1。在所示的实施例中，补偿线圈WSl缠绕磁通量闸门电感器WS2、WS3。特别是參考图1和2，磁通量闸门电感器WS2可以由诸如公知的H桥式电路的自振荡电路驱动，并且磁通量闸门电感器线圈8内的电流提供可以用于确定要被馈送到补偿线圈WSl的补偿电流的測量信号。补偿信号可以被传输通过同步整流器11，经过低通滤波器14滤波，并且被馈送进微控制器12的PI控制器16和数模转换器DAC0。结果信号(IN_PSl)对功率级放大器，S卩，切换模式功率级1，提供控制值，用于驱动补偿线圈WS1。在微控制器12内可以进行同步检测、滤波和调节。可以利用与第一磁通量闸门电感器WSl基本上反相的信号驱动任选的第二磁通量闸门电感器WS3,以产生与由第一磁通量闸门电感器WSl产生的磁通量相反的磁通量。这样降低在初级电流和补偿电流中由磁通量闸门电感器感生的噪声。參考图2，有利的是，切换模式功率级I可以是包括调制器18、驱动器20a、20b、具有第一和第二晶体管T1H、TH的单半桥以及低通滤波器22的D类放大器。它驱动补偿线圈WS1、感测电阻器Rsl和测量电阻器Rm。调制器18将模拟输入电压转换为脉宽调制数字信号PWMl (固定频率或者可变频率，为了限制滤波器22的尺寸，优选地采用高频)。低通滤波器22 (L1、Cfl、Cf2, Rf)用于降低功率级输出电压的谐波含量，并由此降低补偿电流中的谐波含量。低通滤波器的电阻Rf用于抑制滤波器的振荡。还可以包含诸如过电流保护、欠电压保护和过高温保护的几种保护，但是为了简化视图未示出它们。然而，这些电路保护本身是公知的，并且在此不需要进一步描述。该电路包含第二 D类放电器，即，切换模式功率级2，有利的是，除了它没有滤波器夕卜，它与切换模式功率级I具有相同的电路图。因此，功率级2可以包含调制器18’、驱动器20a’、20b’以及具有第一和第二晶体管T2H、T2L的单半桥。调制器将模拟输入电压IN_PS2转换为脉宽调制数字信号PWM2 (固定频率或者可变频率，与L2和Rs2的时间常数相比为高频)。切换模式功率级2驱动电感器L2和连接到电压电源基准电压GND的中点的感测电阻器Rs2。从切换模式功率级2输出的电流Ibal被调节到与从切换模式功率级I输出的电流Is的振幅相同但是符号相反。在图2所示的实施例中，第二切换模式功率级的调节采用感测电阻器Rsl、Rs2和差分放大器Al和A2以便感测两个切换模式功率级及求和电路的输出电流，该求和电路包括电路元件Rtl、Rt2、A3、Re 1、Cd、Cc2，用于对这些电流求和并且实现确保平衡电流Ibal的良好调节和稳定调节环路的PI控制器。BAL_INT_ENABLE和SWl输入端用于平滑启动调节电路。该积分器仅当切换模式功率级2工作时被启动(开关SWl打开)。这样避免在启动时平衡电流Ibal上的过冲。两个切换模式功率级I和2的组合产生几乎平衡的供电电流I_H、I_L。两个功率级的等效负载电阻的差值可能导致供电电流小的不平衡，因为PWMl和PWM2的占空因数不是完全相同。调节第二切换模式功率级2的小误差也导致供电电流稍许不平衡，然而，无论Is的值是多少，源电流I_H、I_L都不改变方向并且保持非0，因为存在导致非O的无负载1_H和I_L电流的损耗。在生产变换器时，可以容易地调节供电电流I_H、I_L的平衡，以便通过改变微控制器12经由数模转换器DACl提供的偏移控制信号BAL_0FFSET来补偿调节电路23或者放大器A1、A2的偏移。与放大器是线性型的相比，两个切换模式功率级和感测电阻器Rsl、Rs2的损耗非常小。因此，不需要诸如大型散热器的冷却系统。为了容易生产，第一和第二切换模式功率级1、2的两个电感器LI和L2可以相同。第二切换模式功率级的感测电阻器Rs2可以具有低电阻值，以保持其损耗尽可能�。⑶矣叛〉鼐哂杏氲谝磺谢荒Ｊ焦β始兜母胁獾缱杵鱎sl相同的电阻值。Rsl和Rs2值的减小仅受到用于测量第一和第二切换模式功率级的输出电流的差分放大器Al和A2的偏移的限制，从而允许调节第二切换模式功率级的输出电流Ibal。然而，可以利用其他装置测量第一切换模式功率级的电流输出以便调节第二切换模式功率级的电流，例如利用隔离的或者非隔离的电流传感器或者其他电子电路，以便调节第二切换模式功率级中的电流。在图7所示的实施例中，第二功率级的调节利用用于感测供电电流I_H、I_L之间的差值的差分电流变换器24和包括电路元件Rtl、A3、Rcl、Ccl、Cc2的调节电路，以便实现确保平衡电流Iabl的良好调节和稳定调节环路的PI控制器。当1立与I_H之间不存在差值时(即，当它们相等时)，平衡电流Iabl等于或者接近等于第一功率级输出电流的负值-1s。差分电流变换器还可以由感测电阻器和差分放大器或者其他电子电路实现。在图8所示的实施例中，第二切换模式功率级内的电流的调节使用在第一和第二二极管Dl和D2两端的反向电压。第一二极管Dl的两端的反向电压的升高表示存在流入第一电容器Cl的电流并且平衡电流Ibal (在这种情况下是正电流)应当被调节，以便降低流入第一电容器Cl的电流。相应地，第二二极管D2两端的反向电压的增加表示存在流入第二电容器C2的电流并且平衡电流Ibal (在这种情况下是负电流)应当被调节，以便降低流入C2的电流。A4和A5是用于測量ニ极管Dl和D2上的反向电压的差分放大器，并且通过改变第二切换模式功率级的输入IN_PS2，调节器25在限定范围，例如O至5伏内调节反向电压(V_L-B_L、B_H-V_H)。通过理解仅具有ー个切换模式功率级的系统(參考图5)的问题，可以更好地理解本发明的两个平衡的切换模式功率级的优点。在我们假定功率级输出电流Is是比0大的直流电流的情况下，那么滤波器中的电流I_L1大于0并且在切換周期期间近似地为常数，因为LI电感有大的值(请參考图4)。晶体管TlH的电流I_T1H或者是正的或者为零，因此，平均值大于0，这样导致供电电流I_H大于0(请參见图4)。解释:当TlH导通时(S卩，PWMl=I),I_T1H=I_L1，当TlH断开时(PWM1 =0)，I_T1H=0。然而，在相同的条件下，晶体管TlL的平均电流しTlL小于0，这意味着，供电电流I_L小于0 (请參见图6a和6b，曲线“单D类”)。解释:当 TlL 导通时卿，PWMl=O), I_T1L=-1_L1，当 TlL 断开时(S卩，PWMl=I), I_T1L=0。这是ー个问题，因为这意味着供应V_L的电压电源必须吸收功率。只有特殊设计的电源能够吸收功率，并且它还禁止将ニ极管用于极性反转保护。然而，正如本发明所建议的具有两个切换模式功率级的电路(请參见图2和9)允许通过产生与第一功率级输出电流Is振幅相等(或近似地相等)而符号相反的反向电流Ibal (Ibal=-1s)来平衡该系统。在这些条件下，当Is大于0时，平均晶体管电流I_T2H小于0，并且平均晶体管电流I_T2L大于0，因此，Ibal小于O。因此，第二功率级的晶体管T2L的电流I_T2L将补偿第一功率级的晶体管TlL的电流I_T1L的负值，并且第一切换模式功率级I的晶体管TlH的电流I_T1H将补偿第二切换模式功率级2的晶体管T2H的电流1_T2H的负值，因此供电电流I_H、I_L不改变方向(S卩，与电源的功率吸收相反，在电压电源V_
H、V_L的功率产生意义上，始终保持正)，并且事实上从来未完全变成0，因为电路中存在损耗。在这种情况下，该电路中存在两种电压损耗。在这种情况下，两个电压电源V_H和V_L对变换器提供功率(请參见图6a和6b，曲线“双D类”)。此外，使用或者不使用极性反转防护ニ极管Dl和D2都不 存在问题。请注意，第二切换模式功率级的输出电流的振幅不需要严格等于第一切换模式功率级的输出电流的振幅，但是可以位于第一功率级的输出电流的振幅的0.1至1.5倍的范围内，但是符号相反。优选地，第二功率级的输出电流的振幅位于第一功率级的输出电流的振幅的0.7至1.2倍的范围内。降低平衡电流以便降低第二功率级的损耗是有意义的。这种降低不允许任何供电电流变成负，以便避免供电电压升高。然而，优选地，两个切换模式功率级的输出电流的振幅将是几乎相等的，以便实现在电压电源I_L、I_H中的电流的良好平衡。信号RESET_PSx允许启动和停止两个切换模式功率级。切换模式功率级与微控制器之间的信号FAULT_PS1和FAULT_PS2是逻辑信号，它表示第一或第二切换模式功率级1、2是否因为保护(过电流、欠电压、过高温等)被触发而已经停止。如果切换模式功率级之ー停止工作，则重要的是停止另ー个切换模式功率级，以防止因为负供电电流而在第一或者第二电容器Cl、C2上出现过电压。本发明的优点是: 因为切换模式功率级，放大器电路的损耗被显著降低(例如，在正常情况下，对于4000A/2500匝换流器，从30W (AB类功率级)降低到5W (有平衡的D类功率级))。.所建议的电路允许采用切换模式功率级并且同时利用双极电流输出。保留了将测量电阻器Rm连接到地的能力，这对于高精度传感器是非常有利的。.与AB类功率级相比，供电电流被显著降低并且始终平衡，这意味着对变换器供应较少的装机功率(对于与上述相同的变换器和条件，通常从±1.7A到±0.3A)(请参见图6a和6b，曲线“AB类”和“双D类”)。.不需要外部的和大型的散热器，这样可以降低变换器的重量和尺寸，但是仍允许变换器在较高的环境温度下工作。
权利要求
1.一种用于测量初级导体中流过的电流(Ip)的闭环电流变换器系统，所述系统由串联连接的电压源(V_H、V_L)供电，并且包括:磁场检测器；信号处理电路，含有连接到所述磁场检测器的放大器电路；以及补偿线圈，连接到所述放大器电路并且被配置为用于产生反向磁�。梅聪虼懦∈酝枷沙跫兜继迥诹鞴牡缌鞑拇懦。涮卣髟谟冢龇糯笃鞯缏钒�:第一切换模式功率级(1)，由所述电压电源(V_H、V_L)馈电并且被配置为用于驱动所述补偿线圈并对连接到第一基准电压(Vref)的测量电阻器(Rm)供应输出电流(Is)，其中所述测量电阻器两端 的电压提供所述初级导体中流过的电流的图像；以及至少一个独立调节的第二切换模式功率级(2)，由具有通过电感器(L2)连接到第二基准电压(Vref2)并且被配置为用于输出平衡电流(Ibal)的输出端的所述电压电源(V_H、V_L)馈电，而所述第一和第二基准电压可以相同或不同。
2.根据权利要求1所述的电流变换器系统，其中所述第二切换模式功率级被配置为用于输出振幅介于所述第一切换模式功率级的电流输出(Is)的0.1至1.5倍之间但是符号相反的平衡电流(Ibal)。
3.根据权利要求2所述的电流变换器系统，其中所述第二切换模式功率级被配置为用于输出振幅介于所述第一功率级的电流输出(Is)的0.7至1.2倍之间但是符号相反的平衡电流(Ibal)。
4.根据权利要求1所述的电流变换器系统，其中所述第二切换模式功率级被配置为用于输出流入基准电压(Vref、Vref 2 )的平衡电流(Ibal)。
5.根据上述权利要求中的任何一项所述的电流变换器系统，其中所述第一切换模式功率级包括:调制器、一个或者多个驱动器、以及单半桥式电路。
6.根据上述权利要求中的任何一项所述的电流变换器系统，其中所述第二切换模式功率级包括:调制器、一个或者多个驱动器、以及单半桥式电路，其中对于第一和第二功率级两者，所述调制器和驱动器都是相同的或者基本上相同的。
7.根据上述权利要求中的任何一项所述的电流变换器系统，其中所述磁场检测器包含具有被处理并且被连接到所述第一切换模式功率级的调制器的输出的磁通量闸门电感器。
8.根据上述权利要求中的任何一项所述的电流变换器系统，其中所述磁场检测器包括第一磁通量闸门电感器和第二磁通量闸 门电感器，所述第一磁通量闸门输出经由所述信号处理电路被连接到所述第一切换模式功率级。
9.根据上述权利要求中的任何一项所述的电流变换器系统，其中所述第一磁通量闸门电感器由自振荡电路驱动并且被配置为产生用于确定驱动所述补偿线圈的补偿电流的信号。
10.根据上述权利要求中的任何一项所述的电流变换器系统，其中所述第二切换模式功率级经由求和电路连接到所述第一切换模式功率级，该求和电路包括:电阻器；差分放大器；以及调节器电路(23)，用于调节所述第二切换模式功率级中的电流。
11.根据上述权利要求1-9中任何一项所述的电流变换器系统，其中所述放大器电路包括差分电流变换器(24)，该差分电流变换器(24)被配置为用于感测所述电压电源的供电电流(I_L、I_H)之间的差值，并且被连接到调节电路(23)，该调节电路(23)用于调节所述第二切换功率级(2)的平衡电流(Ibal)。
12.根据权利要求10或者11所述的电流变换器系统，其中所述调节电路包括PI控制器。
13.根据上述权利要求1至9中的任何ー项所述的电流变换器系统，其中所述放大器电路包括:电压感测电路，被配置为用于測量所述电压电源(V_H、V_L)上的ニ极管(D1、D2)两端的反向电压；以及调节器(25)，被配置为用于调节所述平衡电流(Ibal)，以便降低流入在所述电压电源(V_H、V_L)上的电容器(Cl、C2 )的电流。
14.根据权利要求13所述的电流变换 器系统，其中所述调节器包括被配置为用于測量所述ニ极管(D1、D2)上的反向电压的差分放大器(A4、A5)，并且所述调节器被配置为用于在限定范围内调节这些反向电压(V_L-B_L、B_H-V_H)。
15.根据权利要求14所述的电流变换器系统，其中所述限定范围介于O至5伏之间。
全文摘要
具有切换模式放大器的闭环电流变换器。一种用于测量初级导体(5)中流过的电流(Ip)的闭环电流变换器，该电流变换器由串联连接的电压源(V_H、V_L)供电，并且包括磁场检测器(WS2)；信号处理电路，含有连接到磁场检测器的放大器电路(1、2)；以及补偿线圈(WS1)，连接到放大器电路并且被配置为用于产生试图消除由初级导体内流过的电流产生的磁场的反向磁场。放大器电路包括第一切换模式功率级，被配置为用于驱动磁场发生器；以及第二切换模式功率级(2)，被配置为用于使电压源的电流平衡。
文档编号G01R15/18GK103119452SQ201180045317
公开日2013年5月22日 申请日期2011年9月20日 优先权日2010年9月21日
发明者M·舍尔瑞尔 申请人:莱姆知识产权股份有限公司
专业数控铣床产品供应商
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