专利名称：用于断路器定位器的ac电压相位鉴别器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及用于跟踪导体并识别电路元件的电气测试设备。更特别地，本发 明涉及用于识别与电气布线系统的特定分支电路相关的电路断流器(例如，断路器或熔 丝)的测试设备。
背景技术：
家庭、办公室和其它建筑物的电气系统包含源自一个或更多个配电盘的多个分支 电路。为了避免过载电流，每个分支电路均包含安装在与该特定分支电路相关的配电盘中 的电路断流器(断路器或熔丝)。因此，配电盘一般包含大量的电路断流器。大多数的配电 系统提供单相或三相AC电力。但是，一些建筑物、轮船和船舶使用DC配电系统或包含AC 和DC分支电路两者的配电系统。出现必须定位与特定的AC或DC分支电路相关的电路断流器的情况。例如，当要执 行与特定的分支电路相关的电气工作时，通常必须在不中断通向其它分支电路的电力的情 况下中断通向该分支电路的电力。当首先安装电气系统或添加一个或更多个分支电路时， 通常的实践是包括使每个电路断流器与分支电路相关联的图例(legend)。例如，许多的配 电盘包含铰链接合的具有电路断流器的拓扑图的盖板和用于由该分支电路服务的区域、器 具或其它电气负载的手写识别的空间。但是，由于时间的消逝或较差的书法，书写的图例通 常是难以辩认的。另外，在一些情况下，图例可能不足以清楚地识别关注的分支电路，或者， 在一些情况下，可能是不正确的。已开发了各种方法和装置，以避免手动使断路器跳闸(或去除熔丝)直到不向位 于要被断电的分支电路中的插座或插口供给电力的单调并且常常不期望的过程。已开发的用于定位电路断流器的一种类型的器件包括相对较小的发射器单元和 手持接收器。发射器单元被插入插座中或被安装在位于要被跟踪到电路断流器的分支电路 中的插口中。在许多的情况下，发射器是弛张振荡器，在该弛张振荡器中，诸如电压控制开 关(例如，SIDAC)的半导体器件或诸如二端交流开关触发晶闸管的半导体电路被切换到导 电状态以迅速地对电容器充电。电容器的迅速充电使得相对较短的持续时间的电流尖峰通 过与发射器连接的分支电路传播。随着通过电容器的电流的减�。氐缏犯次徊⑶业缛� 器通过在发射器内设置的电流通路放电。因此，发射器周期性地以由感应电流尖峰的电容 器的RC时间常数和电容器放电路径的电阻确定的脉冲重复率在相关的分支电路中感应电 流脉冲。用于定位电路断流器的发射器-接收器配置中使用的接收器典型地是包含传感器线圈(“拾波线圈”)的电池供电器件，并且，为了以发射器脉冲重复率接收信号通常被较 宽地调谐。在操作中，手持接收器被放置于在物理上接近电气系统电路断流器的位置上，使 得在选择的电路断流器和接收器拾波线圈之间出现最大的电磁耦合。一般地，接收器包含 可变增益级和驱动响应接收到的电流脉冲被启动的听觉和/或视觉指示器(诸如压电蜂鸣 器和/或发光二极管(LED))的其它电路。配电盘定位相对彼此接近的分支电路和电路断流器。因此，在特定的分支电路中 感应的电流脉冲与接近的分支电路和与相关的电路断流器电磁耦合。此外，会在被跟踪的 分支电路以外的分支电路中存在电流波动。结果，当接收器拾波线圈被定位与多于一个的 电路断流器接近时，接收器的听觉和/或视觉指示器可被加电。用于克服多个和错误接收 器指示的一种技术是手动减小接收器可变增益级的增益，直到单个电路断流器被识别。其 它的用于减少错误接收指示的技术包括使用明显低于AC分路电流的频率的发射器脉冲重 复率以使来自调光器和其它器件的干涉最小化和使用位于AC分路电流的谐波频率之间的 发射器脉冲重复率。虽然用于定位与配电系统的特定分支电路相关的电路断流器的配置在一定程度 上获得商业成功，但是，存在提高可靠性和使用的便利性以使存在的错误指示最少化的需 求。
发明内容
提供发明内容，以便以简化的形式介绍以下进一步在具体实施方式
中描述的选择 的概念。本发明内容意图不在于识别要求权利的主题的关键特征，并且意图也不在于用于 帮助确定要求权利的主题的范围。本发明包括小的发射器和手持接收器。发射器与要被跟踪的单相或多相电力系统 的分支电路电气互连，以定位在其上感应诸如电流脉冲的一个或更多个跟踪信号的导线。 系统还可被用于定位位于配电盘中的多个电路断流器中的相关的电路断流器。在操作中， 发射器被插入常规的插座中或被安装到通过被跟踪的分支电路接收电力的电气插口中。发 射器周期性地在被跟踪的分支电路中感应电流脉冲(跟踪信号)的序列。在一个实施例中， 发射器包含相位检测电路并时常操作为感应跟踪信号，该跟踪信号在其中感应跟踪信号的 分支电路上关于已知的检测相位点测量。接收器检测感应的跟踪信号，并且如果跟踪信号在预定的时间上被接收并且具有 预定的信号特性，那么产生通知用户接收器接近与其中感应跟踪信号的分支电路相关的电 路断流器的警告。在一个实施例中，接收器包含将跟踪信号的检测限于关于分支电路的检 测的已知相位点限定的一个或更多个时间窗的相位检测电路。在一个实施例中，每个跟踪信号是具有预定的持续时间的电流脉冲，在该持续时 间期间，电流脉冲在预定的上升时间期间线性增加，在最大电流值上保持预定的时间，并且 然后在等于电流脉冲上升时间的下降时间内线性下降。手持接收器位于各单个电路断流器 附近，以检测由发射器感应的电流脉冲。当接收器位于与承载通过发射器产生的电流脉冲 的分支电路相关的电路断流器附近时，由该接收器提供听觉和/或视觉信号。公开的发射器实施例包含向双极恒流源(“电流泵”)供给信号脉冲的脉冲发生器， 该脉冲发生器可产生沿任意方向的电流(即，可同时用作电流源和电流宿)。响应信号脉冲，电流源周期性地产生两个或更多个矩形电流脉冲的序列，该序列被供给到积分器电路。 在本发明的公开的实施例中，在电流脉冲的每个序列中包含三个电流脉冲。在本发明的一个配置中，发射器包含正常非导电电压控制开关以在被跟踪的分支 电路中感应上述类型的三个电流脉冲的序列。在由电流源供给的电流脉冲为正的时段期 间，积分器供给向导电状态线性驱动电压控制开关的线性增加的电压。结果，在被跟踪的分 支电路的热引线和中性引线之间连接低阻抗负载，以由此在分支电路中产生以与由积分器 供给的线性增加的电压相同的方式线性增加的丰富的电流。电压限制器建立可由积分器供 给的最大电压。因此，电压限制器将在分支电路中感应的电流限于预定的最大值，并且保持 该最大电流，直到通过双极恒流源供给到积分器的正电流脉冲结束。当由恒流源供给的电流脉冲变负时，由积分器供给的电压以与在被跟踪的分支电 路中产生的电流的增加相同的速度线性减小。结果，电压控制开关返回非导电状态，使得电 压控制开关的阻抗以与它在恒流脉冲的正部分期间减小的速度相同的速度增加。因此，在 被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲返回零，并且表现等于由恒流脉冲的正部分导致的其 线性增加的上升时间的线性减小的下降时间。以上述的方式产生在被跟踪的电路中感应的 电流脉冲的序列中的每个电流脉冲，使得电流脉冲之间的间隔优选彼此不相等。在本发明的另一配置中，电压控制开关被由电压限制器驱动的电流控制开关代 替。在该配置中，当恒流源供给正电流脉冲时，电流控制开关被线性驱动到导电状态，使得 通过电压限制器建立流过开关的最大电流。当由恒流源供给的电流脉冲变负时，电流控制 开关以等于开关进入导电状态的速度的电导率变化速度线性地返回非导电状态。因此，利 用电流控制开关的配置和利用电压控制开关的那些均在被跟踪的分支电路中感应电流脉 冲，其中，感应的电流脉冲在基本上相同的上升和下降时间内线性增加和减小。如上所述，用于本发明的实践中的手持接收器位于配电盘的各单个电路断流器附 近，以检测由发射器感应的电流脉冲的序列。公开的接收器实施例包含用于通过接近的电 路断流器响应与拾波线圈耦合的电磁能量产生信号的拾波线圈和用于在由拾波线圈产生 的信号与在被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲的序列相对应时提供听觉和/或视觉信 号的、响应由拾波线圈提供的信号的电路。响应由拾波线圈提供的信号的电路确定接收到的电流脉冲的序列中的每个脉冲 的持续时间(脉冲宽度)是否基本上与由系统发射器感应的电流脉冲的脉冲宽度相对应 以及接收到的脉冲之间的定时是否与在被跟踪的分支电路中感应的脉冲之间的定时相对 应。在公开的实施例中，接收器包含用于区分接收到的电流脉冲并放大区分的信号的模拟 电路。使用微控制器以确定接收到的电流脉冲的序列中的每个脉冲的持续时间是否基本上 与由系统发射器感应的电流脉冲的脉冲宽度相对应以及接收到的脉冲之间的定时是否基 本上与在被跟踪的分支电路中感应的脉冲之间的定时相对应。特别地，在确定接收到的脉 冲序列的第一电流脉冲已被检测时，微控制器产生将接收器电路复位的信号脉冲并且建立 被定时为与期望出现随后的感应的电流脉冲的时间相对应的门信号。每个门信号具有稍微 超过由系统发射器提供的电流脉冲的持续时间的持续时间。代表在门信号中的每一个的持续时间期间检测的任何脉冲的信号与相关的峰值 检测器电路耦合。由峰值检测器提供的信号被彼此求和，并被供给到比较器电路。如果由 峰值检测器提供的信号的和超过比较器阈值，那么与在被跟踪的分支电路中感应的序列相对应的电流脉冲的序列已被接收，并且，比较器提供启动接收器指示器电路的输出信号。如 果与由系统发射器提供的电流脉冲相对应的电流脉冲不被接收，那么微控制器产生防止接 收器指示器电路产生校正电路断流器已被定位的指示的误差信号，并且，接收器检测处理 在接收下一电流脉冲时重新开始。
结合附图参照以下的详细描述，将更容易也更好地理解本发明的前述方面和许多 伴随的优点，其中，图1是示出通过相关的电路断流器向多个分支电路提供电力的配电盘的布线图；图2A和图2B示出可用于本发明的实践中的发射器的框图，其中，图2A示出电压 控制开关配置，并且图2B示出电流控制开关配置；图3A 3C示出由图2A和图2B所示的发射器的各级产生的波形；图4A和图4B是分别示出与图2A和图2B所示的框图配置相对应的发射器的实施 例的示意图；图5是被配置为用于本发明的一个实施例中的接收器单元的示意图；图6A 6D示出由图5的接收器电路产生的复位和门信号以及这些信号与通过图 2A和图2B所示的类型的发射器在分支电路中感应的信号之间的关系；图7是示出根据本发明配置的接收器处理在被跟踪的分支电路中感应并在图3C 中示出的电流脉冲的步骤的示例性次序的流程图；图8是示出根据本发明的另一实施例的在使用3相电力信号的系统中感应的电流 脉冲的时序图；图9示出根据本发明的实施例的具有用于应在什么时候将电流脉冲感应到待被 跟踪的分支电路中的相位检测器的相位发射器；和图10示出具有电容传感器的接收器和操作为基于分支电路的检测的已知的相位 点门检测电路的微处理器。
具体实施例方式图1示出描述具有三个电力线母线20、30和40和多个电路断流器12、14、22、24、 32和34的配电盘10的一部分的简化布线图。在示出的配置中，电路断流器12和14在母 线20和分支电路42和44的“热”引线之间形成电路通道；电路断流器22和24在母线30 和分支电路52和54的热引线之间形成电路通道；并且电路断流器32和34在母线40和分 支电路62和64的热引线之间形成电路通道。如图1所示，每个分支电路42、44、52、54、62 和64均包含与分支电路的热引线一起向与相应分支电路连接的负载供给电力的中性引线 70。可与各分支电路连接的负载的例子包含永久布线的照明系统、可通过常规的电气插孔 可去除地与分支电路连接的灯和其它器具和可通过电气插孔与分支电路连接或永久地布 线到分支电路的诸如空调和/或加热系统、冰箱、烹调用炉、洗衣机和烘干机的各种设备。 虽然图1没有示出，但是，为了提供接地故障保护，示出的分支电路一般包含接地引线。本领域技术人员很容易理解，可以在图1的配电盘10中使用各种电路断流器。例 如，标准设计的断路器被安装在大多数当前的配电盘中，使得用于熔丝的插孔被用于较旧的配电系统中。如在本发明的描述中使用的那样，电路断流器是断路器、熔丝或断开电流源 和负载电路之间的电路以避免电路过载(超过规定电流过载的电流)的任何其它器件。本 领域技术人员还将认识到，图1所示的配电系统适用于在被供给的电力的三个相单独地与 母线20、30和40连接的情况下分配三相AC电功率。另一方面，图1的配置可被用于单相 AC系统中，使得相同电气信号被供给到母线20、30和40。另外，图1所示的类型的配置可 被用于DC电力系统或包含AC和DC分支电路两者的系统中。用于定位与特定分支电路相关的电路断流器的本系统分别包含图1中的发射器 80和接收器90。如图1所示，发射器80被配置为与分支电路中的选择的一个电连接。在 示出的配置中，发射器80被示为具有通过常规的插座84接纳以使发射器80与分支电路62 电连接的一对分开的导体82。众所周知，存在用于使发射器80与分支电路电连接的其它手 段。例如，适配器适于将一对导体82转换成与在美国和其它国家使用的各种配置的插座相 配的电气插头配置。此外，可设置适配器(或者，可另外配置发射器80)，使得发射器80可 与通常与白炽灯和荧光灯一起使用的类型的各种插口电连接。如关于图2和图3描述的那 样，本发明的发射器在与发射器电连接的分支电路中感应特别配置的电流脉冲的序列。图1的接收器90是包含用于感测由发射器80在分支电路中感应的电流脉冲的拾 波线圈的电池供电手持器件。在操作中，并且，如应当详细地描述的那样，接收器90设置在 各单个电路断流器附近，以检测由发射器80感应的电流脉冲。接收器90在其接近与承载 由发射器80产生的电流脉冲的分支电路相关的电路断流器定位时提供听觉和/或视觉信 号。定位的电路断流器然后可被操作以从相关的分支电路去除电力(例如，在断路器的情 况下“被跳闸”，在熔丝的情况下被去除)。图2A和图2B是可在本发明的实践中使用的发射器的框图。在图2A中，脉冲发生 器102向电流源104供给信号脉冲的序列。在本发明的实践中，由脉冲发生器102供给的 脉冲的每个序列包含具有预定的定时关系和持续时间的两个或更多个脉冲。在一个实施例 中，脉冲发生器可包含操作为控制器以输出三个信号脉冲的序列的数字电路或编程的处理 器。脉冲发生器优选将信号脉冲的定时隔开以避免发射器过热，并使得在与分支电路上的 信号谐波相关的时间上或在可能出现分支电路中的噪声的时间上(例如，在电压峰值或最 小值上)不出现信号脉冲。另外，信号脉冲可在被预定但彼此不相等的时间间隔上被输出， 使得连续的信号脉冲对之间的时间不相同。当被用于AC系统中时，发射器可包含用于检测分支电路上的零信号交叉的零交 叉检测器。发射器然后在关于检测的零交叉限定的时间上输出信号脉冲。例如，在3相系 统中，发射器优选在感应电流脉冲的分支电路的相位为正而3相系统的其它相位为负时输 出信号脉冲。当被用于DC系统中时，零交叉检测器不在一定的时间量内检测零交叉，并且， 发射器然后被编程为在关于第一脉冲的预定时间上输出信号脉冲的序列。在示出的配置中，电流源104是可产生任意方向的电流(即，可用作电流源和电流 宿)的双极恒流源(也称为“电流泵”)。对于由脉冲发生器102提供的每个脉冲，电流源 104产生矩形电流脉冲，该矩形电流脉冲被供给到积分器电路106。因此，积分器106周期 性地接收两个或更多个恒流脉冲的序列。当由电流源104供给的电流脉冲为正时，积分器106通过电压限制器110向电压 控制开关108供给线性增加的电压。电压控制开关108的输出端子通过诸如图1的发射器80的导体82的连接器与待跟踪到其相关的电路断流器的分支电路连接。由积分器106供 给的线性增加的电压信号向着导电状态线性驱动电压控制开关108。结果，在被跟踪的分支 电路的热引线和中性引线之间连接低阻抗负载，以由此在分支电路中产生丰富的电流。在 图2A的配置中，电压限制器110建立可通过积分器106供给到电压控制开关108的最大电 压。因此，电压限制器110将在分支电路中感应的电流限于预定的最大值。当由电流源104供给的电流脉冲的正部分终止时，由积分器106供给的电压线性 减小。在本发明的实践中，由电流源104产生的电流脉冲之间的时间间隔使得由积分器106 供给的输出电压导致电压控制开关108切断。此外，由恒流源104产生的电流脉冲的持续 时间使得电压控制开关108在相对较短的时段内处于导电状态中。即，在被跟踪的分支电 路中感应相对较短的持续时间的电流脉冲。例如，可以使用具有65微秒的量级的上升和下 降时间以及200微秒的量级的脉冲持续时间的电流脉冲。图2B所示的发射器包含以与图2A所示的方式相同的方式连接并且如上面描述的 那样操作的脉冲发生器102、电流源104、积分器106和电压限制器110。两个示出的配置之 间的差异在于，图2B的配置利用电流控制开关电路107而不是在图2A的配置中使用的电 压控制开关108。特别地，图2B中的电压限制器110的输出与向电流控制开关111的输入 端子供给信号的放大器109的非反相输入端子连接。在该配置中，电流控制开关111的一 个输出端子与待被跟踪的分支电路的热引线连接。电流控制开关的另一输出端子与放大器 109的反相输入端子连接，并且另外，通过电阻器113与分支电路的中性引线连接。在操作 中，向电流控制开关111供给的电流与由电压限制器110供给的电压成正比。因此，电流控 制开关111操作为以与图2A的电压控制开关108相同的方式在导电和非导电状态之间线 性切换。图3A 3C示出图2的配置的操作，其中，脉冲发生器102周期性地供给导致通过 双极恒流源104产生三个相应的恒流脉冲的三个信号脉冲(图3A中的信号脉冲112、114 和116)。响应恒流脉冲，积分器106向图2A的电压控制开关108的输入供给三个电压脉冲 (图3B中的120、122和124)。电压脉冲以基本上线性的方式在导电和非导电(ON和OFF) 状态之间切换图2A的电压控制开关108(或者，替代性地，图2B的电流控制开关111)。当 电压控制开关108(或电流控制开关111)为ON时，在被跟踪的分支电路的热引线和中性引 线之间建立低阻抗电路通道，由此产生图3C的电流脉冲126、128和130。具体而言，在图3A中的时间^上，电流脉冲112从初始负电流(_IP)切换为在时 间间隔(t01-t03)期间供给恒定正电流(+Ip)。结果，由积分器106提供的输出电压120从 初始的负值(-V)线性上升。在图3B中的时间tQ2上，积分器106的输出电压通过图2A或 图2B的限制器电路120被箝位到值Vmax上，以建立向电压控制开关108的输入施加的最大 电压(或到电流控制开关111的最大电流驱动)。假定电压控制开关108被连接在配电系 统的分支电路两端，并且另外使用的电压控制开关108或电流控制开关的传送特性是恒定 的，那么通过电压控制开关的电流将开始线性增加，并且，在被跟踪的分支电路中感应线性 增加的电流(电流脉冲126，图3C t01-t02)。在电压控制开关108的情况下，当积分器106的电压输出达到电压控制开关的阈 值电压(例如，Vth伏)时，电流开始在被跟踪的分支电路的热引线和中性引线之间流动。 随着积分器106的输出电压继续上升，通过电压控制开关108的电流线性增加，直到积分器106的电压输出达到电压极限值Vmax(在图3B和图3C中的时间tQ2上)。如图3A 3C 的理想化的波形图所示，当积分器106的输出电压达到Vmax时，流过电压控制开关108的电 流(126)达到最大值IMX。由于向电压控制开关108供给的电压通过电压限制器110箝位 在Vmax，因此，通过开关的电流保持在Imax，直到时间、3，该时间‘是恒流源104的输出切换 到_IP(图3A)并且由积分器106供给的电压同时开始线性减小的时间(图3B，时间tQ3)。 积分器106的输出电压的线性减小导致流过电压控制开关108的电流相应的线性减�。� 此，使得在被跟踪的分支电路中感应的电流线性减小(图3C中的电流脉冲126)。在 图3A 3C的示例性的理想化的波形图中，在时间tQ4上，积分器106的输出达到最小电压 (在示出的配置中，为-V)，并且，由电流源104供给的电流的信号电平和流过电压控制开关 108的电流重新处于关于时间^描述的初始值上。S卩，恒流源的输出为-Ip，并且，没有电 流流过电压控制开关108。使用电流控制开关111的发射器的操作与以上对于电压控制开关108的描述的不 同在于，(a)图2B的放大器109提供与由电压限制器110产生的信号(即，图3B的电压脉 冲120)成正比的输出电流；和(b)由放大器109提供的电流线性地驱动电流控制开关以产 生图3C的电流脉冲126。不管发射器是使用电压控制开关还是电流控制开关，在时间间隔tn_t14(图3A中 的恒流脉冲114)期间和时间间隔t2(l-t24(图3A中的恒流脉冲116)期间重复关于时间间隔 t01-t04描述的操作。因此，关于图3描述的脉冲序列在被跟踪的分支电路中感应三个电流 脉冲126、128和130。如图3A 3C所示，理想化的恒流脉冲的脉冲持续时间和振幅是相 同的。但是，示出的电流脉冲不表现恒定的脉冲重复率。即，在三个示出的电流脉冲的序列 中，第一和第二脉冲之间的时间间隔与第二和第三脉冲之间的时间间隔彼此不相等。如当 理解被配置为根据本发明操作的接收器的操作时更好地理解的那样，可以使用间隔相同或 间隔不同的电流脉冲。但是，间隔不相同的电流脉冲可提供对于通过诸如调光器、电动机和 其它这类器件的器件在配电系统的分支电路中感应的信号脉冲的改进的抗扰度。图4A示出图2A的发射器配置的一种实现的示意图，由此示出可被用作图1的发 射器80的配置。在图4A中，图2A的恒流源104是属于称为Howland电流泵的电路的类型 中的电压控制恒流源132。从图4A可以看出，示出的Howland电流泵包含运算放大器134。 连接在运算放大器134的输出端子和非反相输入之间的是包含串联连接的电阻器136和 138的正反馈通道。由连接在运算放大器134的输出和反相输入端子之间的电阻器140提 供负反馈。从图4A还可看出，运算放大器134的反相输入端子通过电阻器142与输入端子 143连接，并且，运算放大器134的非反相输入通过电阻器144与输入端子145连接。众所 周知，Howland电流泵的输入电阻器(图4A中的电阻器142和144)的电阻值一般是相同 的，并且电阻值基本上比正和负反馈通道中的电阻(负反馈通道中的电阻器140的电阻和 正反馈通道中的电阻器136和138的电阻值的和)大。另外，反馈电阻器140的电阻值通 常等于正反馈电阻器136和138的电阻值的和。本领域技术人员认识到，为了实现Howland 电流泵的最佳性能，两个输入电阻器(图4A中的142和144)的电阻值应精密地相互匹配， 并且负反馈通道电阻器(图4A中的140)的电阻值应精密地与正反馈通道(电阻器136和 138)中的电阻值的和匹配。由Howland电流泵供给的电流与向电路输入端子(图4A中的端子143和145)供给的电压之间的差值成比例。在图4A的配置中，正DC电势被供给到输入端子143(由电池 146指示，但可由产生精确的电压信号的电路提供)，并且，供给正向电压脉冲的脉冲发生 器148与输入端子145连接。优选地，向端子143供给的DC电势等于由脉冲发生器148供 给的脉冲的峰值电压的一半。在这种配置中，集成电流脉冲的上升和下降时间将基本上相 等(例如，图3B中的电压脉冲120、122和124的上升和下降时间)。在图4A所示的配置中，电压控制开关(图2中的108)是通过由电压控制恒流源 132提供的电流脉冲在非导电状态和导电状态之间切换的N沟道增强模式金属氧化物场效 应晶体管(MOSFET) 150。在示出的配置中，MOSFET 150的栅极与电压控制恒流源132的电阻 器136和138之间的结连接。当图4A的脉冲发生器148使得电压控制恒流源132供给正电 流(例如，图3A中的电流+Ip)时，向MOSFET 150的栅极供给的电压V由式V = 1/C / idt 给出，这里，C是MOSFET 150的栅极与源极电容，i是电容器充电或放电电流。如关于图3 描述的那样，向MOSFET 150的栅极供给的电流Ip在时间间隔和t21_t23期间 保持恒定。因此，在限于值Vmax之前(在时间t02、t12和t22上),MOSFET 150的栅极电压在 这些间隔中的每一个期间以等于Ip/C的时间变化率线性增加，从而产生图3C所示的电流 脉冲126、128和130的线性增加。本领域技术人员将会理解，MOSFET 150的栅极到源极电容在时间间隔‘_、4、 t13-t14和t23-t24期间线性放电，从而使得电流脉冲126、128和130以同样等于Ip/C的时间 变化率线性减小。在图4A的配置中，通过NPN晶体管154实现关于图2A的电压限制器110描述的电 压限制功能。如图4A所示，NPN晶体管154的集电极与电压控制恒流源132的电阻器136 和138之间的结连接；NPN晶体管154的发射极与电路公共端连接(接地)；并且，晶体管的 基极与MOSFET 150的源极连接。另外，MOSFET 150的源极通过电阻器156与电路公共端 连接(接地)。NPN晶体管154以下面的方式操作，以限制MOSFET 150的栅极上的电压，并由此建 立在被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲的最大电流(例如，图3C中的电流脉冲126、128 和130的电流Imax)。如上所述，当电压控制恒流源132供给正电流时，MOSFET 150的栅极 到源极电容器充电。随着栅极电压的增加，分支电路使得M0SFET150的漏极到源极电流的 迅速增加。漏极到源极电流使得NPN晶体管154导通并由此限制MOSFET 150的栅极电压。 应当注意，图4A的配置中的电阻器156的电阻相对较低，并被选择为在流过M0SFET150的 漏极到源极电流的期望的电平上接通NPN晶体管154。例如，在被配置为用于定位110伏 AC电气系统中的断路器的本发明的一个实施例中，电阻器156的电阻值为0. 105欧姆。图4B示意性地示出与图2B所示的配置相对应的发射器的实施例，由此示出图4A 的上述配置的替代方案。在图4B的配置中，脉冲发生器148以与关于图4A描述的方式相 同的方式与电压控制恒流源132(例如，Howland电流泵)连接。因此，电压控制恒流源132 的输出是诸如图3A的电流脉冲112、114和116的恒流脉冲的序列。在图4B的配置中，电 容器161被连接在电压控制恒流源132的输出端子和电路公共端之间。电压限制器163与 电容器161连接以将最大的正和负电容器电压箝位在预定值上。在示出的配置中，电压限 制器163是包含具有与电容器161连接的阳极和与正电压(图4B中的+Vumit)连接的阴极 的二极管165的常规的削波电路。第二二极管167的阴极与电容器161连接，使得阳极与负电压(图4B中的-Vumit)连接。当由电压控制恒流源132供给的电流处于其最大的负值(例如，在图3A中的小于 t01的时间上，为-Ip)上时，恒流源132的输出电流流过二极管167以将电容器161的电压 箝位在低于-Vumit的一个二极管压降上(例如，在与图3B中的-V相对应的值上)。当电 压控制恒流源132在其最大负输出电流-Ip之间切换时，电容器161开始用以等于Ip/C的 速率增加的电容器电压线性充电，这里，C是电容器161的电容。一旦电容器电压达到高于 图4B中的电压+Vumit的一个二极管压降，由电压控制恒流源132供给的电流就流过二极管 165以使电容器电压箝位在预定的电平(例如，图3B中的时间tQ2上为Vmax)上。在电压控 制恒流源132供给正输出电流的整个剩余时段上(例如，在图3A中的时间间隔tQ2-tQ3)上， 电容器电压保持箝位。当电压控制恒流源132在正和负输出电流之间切换时(例如，在图3A中的时间tQ3 上)，电流源用作电流宿，并且，电容器161开始用以等于Ip/C的速率减小的电容器电压沿 负方向充电，这里，C是电容器161的电容。因此，增加的电容器电压的时间变化率等于减 小的电容器电压的时间变化率。当电容器电压达到低于-Vumit的一个二极管压降时(例如，在图3B中的时间tQ4 上)，恒流源132的输出电流流过二极管167以将电容器161的电压箝位在低于-Vumit的一 个二极管压降上(例如，在与图3B中的-V相对应的值上)。电流继续流过二极管165，从 而使电容器电压维持在其最大的负电压(例如，-V)上，直到电压控制电流源132重新供给 正输出电流(例如，在图3A中的时间tn上)。在图4B中，通过运算放大器169和NPN晶体管171实现图2B的电流控制开关电 路107。在示出的配置中，放大器169的非反相输入端子被供给上述的由电容器161提供的 信号，并且，放大器输出与NPN晶体管171的基极耦和。晶体管171的发射极与放大器169 的反相输入端子耦和，并且，另外，通过电阻器173与示出的电流控制开关电路的第一输出 端子连接。示出的开关电路的第二输出端子直接与NPN晶体管171的集电极连接。为了跟踪分支电路，示出的电流控制开关电路的输出端子被连接在分支电路的热 引线和中性引线之间。运算放大器169用作驱动晶体管171的单位增益电压跟随器。因 此，在电容器161供给正电压的时段期间，流过晶体管171的电流(并由此在分支电路中被 感应的电流)等于Vc/R173，这里，Vc是由电容器161供给的电压，并且R173是电阻器173的 电阻值。由于电容器161供给图3B所示的类型的电压脉冲的序列，因此，可以看出，图4B 的配置在被跟踪的分支电路中感应电流脉冲，这些电流脉冲与图3C的电流脉冲126、128和 130相对应，其中，电流脉冲表现相等的上升和下降时间并且以由恒流脉冲的积分确定的速 率线性增加和减小。在描述了被配置为供本发明使用的发射器的各方面之后，现在关注被配置为与那 些发射器一起使用的接收器。可以按照在本发明的实践中使用的电流脉冲序列的类型来理 解适于供本发明使用的接收器的基本配置和操作。如关于图1描述的那样，在本发明的实践中使用的接收器是包含用于感测由系统 发射器在分支电路中感应的电流脉冲的拾波线圈的电池供电手持器件。为了定位与被跟踪 的分支电路相关的电路断流器，接收器被放在候选电路断流器附近，直到信号与由系统发 射器供给的电流脉冲相对应的拾波线圈电磁耦合。
被配置和设置为根据本发明操作的接收器根据本发明处理在分支电路中感应的 电流脉冲的每个序列(1)检测接收到的电流脉冲的序列的第一脉冲的出现；和(2)在期望 出现电流脉冲的序列的随后的脉冲的时段期间对接收到的(在接收器拾波线圈中感应的) 信号进行采样。例如，关于图3C所示的电流脉冲的序列，当与图3C的电流脉冲126相对应 的电流脉冲被检测时，为了检测图3C的电流脉冲128，当在小于或等于时间tn的时间上开 始并在大于或等于时间t14的时间上结束的第一采样间隔期间对接收到的信号进行采样。 以类似的方式，为了检测图3C的电流脉冲130，在小于或等于时间t21且大于或等于时间t24 的间隔期间第二次对接收到的信号进行采样。按所述方式对电流脉冲的序列的产生和采样提供增强的拒绝不通过系统发射器 感应的电气系统电流脉冲的能力，由此减少错误地指示电路断流器是与被跟踪的分支电路 相关联的电路断流器的可能性。特别地，除非检测到至少精密地与由系统发射器感应的电 流脉冲之间的时间分离匹配的电流脉冲的序列，否则，以所述方式操作的接收器将不产生 指示电路断流器已被定位的信号。为了进一步增加噪声抗扰性并提供改进的操作，本发明的当前优选的实施例的接 收器用于确定接收到的电流脉冲的序列中的每个脉冲的脉冲宽度是否基本上与由系统发 射器感应的电流脉冲的脉冲宽度相对应。通过感测接收到的电流脉冲的序列中的每个脉冲 的振幅以确定接收到的脉冲振幅是否落在基于由系统发射器在分支电路中感应的电流脉 冲的振幅的期望的范围内，来获得进一步的改进。还存在本发明的另一方面，该方面进一步增加了系统可靠性，并且，另外减少了现 有系统的缺点。特别地，优选地，拾波线圈的阻抗的电阻分量明显地比电感分量小。因此， 拾波线圈区分接收到的电流脉冲，以对于电流脉冲的序列中的每个电流脉冲产生大体为矩 形形状的正向和负向信号脉冲。图5是示出被配置为执行上面讨论的根据本发明在分支电路中感应的电流脉冲 的序列的处理的示例性接收器电路的电路图。在图5中，拾波线圈160通过电阻器164与 运算放大器162的反相输入连接。电阻器166被连接在运算放大器162的反相输入端子和 输出端子之间以提供负反�。⑶遥缱杵�168被连接在运算放大器162的反相输入端子和 电路公共端之间。优选地，拾波线圈160的电感相对较低，使得包含拾波线圈160和运算放 大器162的分级电路的传送函数与第一阶滤波器相对应，在该第一阶滤波器中，由运算放 大器162提供的输出关于来自被跟踪的分支电路的、与拾波线圈160电磁耦合的信号的增 加的频率而增加。因此，当关于AC配电系统使用示出的配置时，被供给的AC信号的频率低 于滤波器函数截止频率。在图5所示的配置的一个实施例中，拾波线圈160的电感为556 微亨。图6A和图6B分别示出根据本发明在分支电路中感应的一系列电流脉冲和由图5 的运算放大器162供给的信号。特别地，图6A示出在被跟踪的分支电路中感应的三个电流 脉冲170、172和174的序列的类型。如关于图3C描述的那样，每个电流脉冲包含线性增加 的上升沿(例如，电流脉冲170中的时间tQ1-tQ2)、恒流间隔(t02-t03)和线性减小的下降沿 (电流脉冲170中的时间tQ3-t。4)。众所周知，在电感器两端出现的电压与关于流过电感器的电流的时间的第一导数 成比例。在图5的配置中，事实上所有的与拾波线圈160电磁耦合的电流都流过拾波线圈。因此，拾波线圈区分在被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲。因此，如图6B所示，在图6A 的每个电流脉冲170、172和174的线性增加的部分期间，由图5的拾波线圈160(并由此由 运算放大器162)供给大体为矩形的负脉冲；在电流脉冲表现恒定电流的时间间隔期间，拾 波线圈和运算放大器162不供给输出(零伏)；并且，在图6A的每个电流脉冲170、172和 174的线性减小的部分期间，由拾波线圈160供给大体为矩形的正电压脉冲。返回图5的电路图，在运算放大器162的输出端子上供给的电压脉冲(在图6B中 示出)与包含运算放大器184的放大级耦合。特别地，在示出的配置中，在运算放大器162 的输出端子上供给的负和正矩形电压脉冲的序列通过电阻器186与运算放大器184的非反 相输入端子耦和。连接在运算放大器184的输出和反相输入端子之间的是电阻器188。连 接在运算放大器184的反相输入端子和电路公共端之间的是电阻器190。与电阻器190并 联连接的是电阻器192和N沟道增强模式MOSFET 194的漏极到源极电流通道。在该配置 中，运算放大器184的电压增益由MOSFET 194的漏极到源极电阻控制。因此，可通过用电 位计或用于提供电压范围的其它配置(在图5中没有示出)控制供给到MOSFET 194的栅 极电压来调整分级电路的增益。继续图5的电路图，在运算放大器184的输出端子上提供的电压脉冲通过电阻器 198与运算放大器196的非反相输入耦和。通过电阻器200在运算放大器196的输出和反 相输入端子之间形成反馈通道。运算放大器196用作用于消除由运算放大器184提供的信 号的负脉冲的半波整流器。因此，如图6C所示，与图6A的电流脉冲170、172和174相对应 的运算放大器196的输出是三个正矩形电压脉冲204、206和208的序列。将图6A和图6C 相比较，可以注意到，由运算放大器196提供的矩形电压脉冲的定时(图6C)与图6A的检 测的电流脉冲170、172和174的定时相对应。特别地，时间间隔、4_ 14指示第一电流脉冲 170的结束和第二电流脉冲172之间的时间间隔，并且还指示第一电压脉冲204的结束和第 二电压脉冲206之间的时间间隔。类似地，时间间隔t14-t24指示图6A的第二电流脉冲172 的结束和第三电流脉冲174之间的时间间隔，并且还指示图6C的第二矩形电压脉冲206的 结束和第三矩形电压脉冲208之间的时间间隔。因此，电压脉冲204、206和208代表电流 脉冲170、172和174，其中，电压脉冲之间的时间关系与电流脉冲之间的时间关系相对应。返回图5的电路图，正电压脉冲204、206和208通过运算放大器196被供给到微 控制器202的输入端子，并且，另外，被供给到一对采样和保持电路的输入端子。如上所述，为了可靠地定位被跟踪的分支电路的电路断流器，根据本发明配置和 设置的接收器用于处理发射器在分支电路中感应的电流脉冲的每个序列，以确定接收到的 电流脉冲的定时是否基本上与由系统发射器在分支电路中感应的电流脉冲的定时相对应。 只有接收到的电流脉冲的序列的定时精密地与由系统发射器在分支电路中感应的电流脉 冲的定时匹配，接收器才产生适当的电路断流器已被定位的指示。同样如上所述，接收器优 选确定每个电流脉冲的脉冲宽度是否基本上与由系统发射器提供的电流脉冲的脉冲宽度 相同。此外，接收器优选感测接收到的电流脉冲的振幅，并且，只有接收到的电流脉冲的振 幅落入期望的振幅范围内，才产生适当的电路断流器已被定位的指示。在图5的接收器配置中，微控制器202与开关电路210和212 —起工作，以建立被 用于确定接收到的电流脉冲的序列中的脉冲之间的定时是否充分地与传送的电流脉冲的 序列(即，在被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲的序列)的定时相对应的信号采样间隔。图6D示意性地示出图5的电路配置对于以上关于图6A 6C描述的信号脉冲的序列的操 作。如图6D所示，在时间tQ4上由微控制器202产生RESET脉冲，该脉冲与图6C的矩形电 压脉冲204的下降边相对应。如图5所示，RESET脉冲与开关210和212耦合，这导致开关 210和212切换到开路条件。另外，RESET脉冲用作使得微控制器202产生图5和图6D中 的两个门信号(GATE1和GATE2)的触发器。GATEl信号使得开关210对于GATE 1信号的持 续时间切换到闭路状态，并且GATE 2信号对于GATE 2信号的持续时间将开关电路212置 于闭路条件。如图6D所示，第一门信号GATE 1在比时间t13稍小的时间上开始，并且在比 时间t14稍大的时间上结束。图6D还示出，第二门信号GATE 2在比时间t23稍小的时间上 开始，并且在比时间t24稍大的时间上结束。因此，可以认识到，开关210将在存在GATE 1 信号的同时供给与由运算放大器196提供的信号相同的信号，并且，开关212 (图6的时间 间隔t13-t14)在GATE 2信号的持续时间(t23-t24)期间供给由运算放大器196提供的信号。 因此，可以看出，开关210和212分别用于在时间间隔t13-t14和t23-t24期间提供代表由接 收器90的拾波线圈160提供的信号的信号采样。在图5的配置中，开关210的输出与运算放大器214的非反相输入端子连接，该运 算放大器214使其输出端子通过二极管211与放大器反相输入端子连接。在该配置中，二 极管211将运算放大器输出信号的正向部分反馈回放大器反相输入端子，使得运算放大器 214提供与提供给运算放大器214的信号的正向部分基本上相同的输出信号。另外，二极管 211的阴极通过电阻器215和信号通道与电路公共端连接，该信号通道与电阻器215并联连 接并且包含串联连接的电容器217和电阻器219的组合。在操作中，电容器217在图6的 时间间隔t13-t14期间充电到由运算放大器196供给的信号的峰值，并且保持该值，直到微控 制器202产生另一 RESET脉冲(在图6中未示出)。因此，开关210和包含运算放大器214 的电路在时间间隔t13-t14期间一起相互操作，以用作保持代表由接收器拾波线圈160产生 的信号的dc电压的采样和保持电路。与开关212连接的电路拓扑与上述的与开关210的输出连接的电路配置相对应。 具体而言，开关212的输出与运算放大器216的非反相输入端子连接，该运算放大器216使 其输出端子通过二极管221与放大器反相输入端子连接。在该配置中，二极管221将运算放 大器输出信号的正向部分反馈回放大器反相输入端子，使得运算放大器214提供与提供给 运算放大器214的信号的正向部分基本上相同的输出信号。另外，二极管221的阴极通过 电阻器223和信号通道与电路公共端连接，该信号通道与电阻器223并联连接并且包含串 联连接的电容器225和电阻器229的组合。在操作中，电容器225在图6的时间间隔t23-t24 期间充电到由运算放大器196供给的信号的峰值，并且保持该值，直到微控制器202产生另 一 RESET脉冲(在图6中未示出)。因此，开关212和包含运算放大器216的电路在时间间 隔t23-t24期间一起相互操作，以用作保持代表由接收器拾波线圈160产生的信号的dc电压 的采样和保持电路。仍参照图5的配置，在电容器217和二极管211之间的结上提供的信号采样通过 电阻器220与比较器218的输入端子耦合。类似地，在电容器225和二极管221之间的结 上提供的信号采样通过电阻器222与比较器218的输入端子耦合。因此，在图6的时序图 中的时间间隔t13-t14和t23-t24期间，供给到比较器218的输入信号等于由上述接收器电路 提供的信号采样的和。
图5的比较器218包含具有连接在放大器输出端子和反相输入端子之间的电阻器 226的运算放大器224。可变电阻器228被连接在放大器非反相输入端子和电路公共端之 间。与运算放大器242的输出端子连接的是N沟道增强模式MOSFET 230的栅极。众所周知，由运算放大器224产生的输出电压由反相和非反相输入端子上的信号 电平之间的差值确定。因此，可变电阻器228可被设置成使得除非由采样和保持电路210 和212供给的信号的和超过预定电平，否则运算放大器224的输出电压不接通MOSFET 230。 特别地，可变电阻器228可被设置成使得当由系统接收器(例如，上述图5的配置)检测的 电流脉冲的序列充分地与在被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲的序列相对应时比较器 的运算放大器224向MOSFET 230提供正门信号。在本发明的实践中，需要的对应关系是关 于脉冲之间的定时、脉冲持续时间和脉冲振幅。例如，按照图6所示的波形，建立由微控制器202供给的GATE 1信号(图6D)，使 得它在时间t13稍前的时间上开始并在时间t14稍后的时间上结束。因此，在GATE 1信号期 间(并且在持续时间上基本上与其相等)出现响应电流脉冲172由图5的运算放大器196 产生的、图6C的电压脉冲206。类似地，建立由微控制器202供给的GATE 2信号，使得它 在时间t23稍前的时间上开始并在时间t24稍后的时间上结束。因此，在GATE 2信号期间 (并且在持续时间上基本上与其相等)出现响应电流脉冲174由图5的运算放大器196产 生的、图6C的电压脉冲208。因此，按照上述图5的配置，可以认识到，在比时间t14稍晚的时间上(当GATE 1 信号完结时)供给到比较器218的输入端子的信号是代表在被跟踪的分支电路中感应第二 电流脉冲(图6A中的172)的时段期间由拾波线圈160产生的信号的dc电压。此外，可以 认识到，供给到比较器218的输入端子的信号在GATE 2信号完结时(比时间t24稍晚)增 加代表在被跟踪的分支电路中感应第三电流脉冲(图6A中的174)的时段期间由拾波线圈 160产生的信号的量。通过仅将GATE 1和GATE 2的宽度(分别)设为稍大于信号脉冲206 和208的持续时间，导致到比较器218的输入信号代表在分支电路中感应的电流脉冲的振 幅和拾波线圈与正确的分支电路的接近度(在理想情况下，与其成正比)。因此，可以体现 本发明，使得当接收器90充分地接近分支电路并且在期望的时间上出现在电路通道中感 应的电流脉冲时，比较器218将MOSFET 230切换到ON状态。通过在RESET脉冲(图6D中的时间t04) ,GATE 1信号(时间间隔t13_t14)和GATE 2信号(时间间隔t23-t24)之间建立上述的时间关系，还在被用于跟踪分支电路的电流脉冲 (即，图6A中的电流脉冲170、172和174)的脉冲定时和供给到图5的比较器218的输入的 电压之间建立依赖关系。因此，可以体现本发明，使得，当由接收器90的电路产生的信号脉 冲的定时充分地与在被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲(即，图6A中的电流脉冲170、 172和174)的定时相对应时，比较器218接通MOSFET 230。在本发明的当前优选的实施例 中，存在于在被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲和由接收器检测的电流脉冲之间的脉冲 宽度关系和脉冲定时关系两者均被用于确定输入到比较器218的、将MOSFET 230切换到ON 状态的电压。可进一步，由接收器90的电路产生的脉冲(由图5中的运算放大器214和 216供给)的振幅直接与在被跟踪的分支电路中感应的电流脉冲的振幅有关。因此，本发明 的当前优选的实施例被配置成，使得，只有供给到比较器输入的信号指示接收关于脉冲定 时、脉冲宽度和脉冲振幅与在被跟踪的分支电路中感应的一系列电流脉冲相对应的一系列电流脉冲，比较器218才将MOSFET 230切换到ON状态。重新返回图5的接收器电路，MOSFET 230的源极与微控制器202的输出端口(在 图5中标有ERR)连接，并且漏极通过电阻器232与标有BATT+的正供给电压连接。在该配 置中，微控制器202被编程为在示出的接收器电路的正常操作期间在电路公共端(接地电 势)上保留ERR输出端口。因此，当比较器218将MOSFET 230切换到ON状态时，电阻器232 和MOSFET漏极的结上的电压从约等于BATT+的值减小到电路公共端上或附近的值。还与 BATT+电源电压连接的是使其栅极与电阻器232和MOSFET 230的漏极之间的结连接的P沟 道增强模式MOSFET 234的源极。当MOSFET 230被切换到ON状态(以指示被跟踪的分支 电路的电路断流器的检测)时，MOSFET 234的栅极到源极电压变负以将MOSFET 234驱动为 导通。因此，正电压被供给到发光二极管的阳极，该阳极与MOSFET 234的漏极连接。结果， 电流流过发光二极管(通过连接在发光二极管236和电路公共端之间的电阻器238)，使得 发光二极管236提供被跟踪的分支电路的电路断流器已被定位的视觉指示。图5的配置还包含用于指示与被跟踪的分支电路相关的电路断流器的检测的示 例性听觉指示器电路240。图5的听觉指示器240包含通过具有连接在其输出和输入端子 之间的电阻器244的反相Schmitt触发器电路242形成的多谐振荡器。电容器246被连接 在Schmitt触发器电路242的输入端子和电路公共端之间。本领域技术人员将认识到，不 管什么时候向Schmitt触发器电路242供给工作电压(图5中的BATTSW)，包含于听觉指示 器中的多谐振荡器配置以由电阻器244和电容器26的RC时间常数确定的频率产生方波信 号。由于仅当MOSFET 234处于导通状态时才供给BATTSW，因此可以认识到，当与被跟踪的 分支电路相关的电路断流器被定位时，Schmitt触发器电路242将提供方波信号。继续听觉指示器240的描述，由Schmitt触发器电路242供给的方波信号与反 相器电路248的输入端子耦合。连接在反相器248的输出和输入端子之间的是用于产生 听觉音频输出信号的换能器250。在本发明的原型实现中，使用称为外部驱动压电隔膜 (diaphram)的换能器作为换能器250。如上所述，当与被跟踪的分支电路相关的电路断流 器已被定位时，Schmitt触发器电路242产生方波信号。因此，当被寻找的电路断流器已被 定位时，图5的示例性接收器配置提供听觉信号指示和由发光二极管236提供的视觉指示。虽然公开的实施例使用用于测量峰值检测器的输出的模拟比较器电路，但是，可 以理解，可以使用具有模拟数字转换器的适当编程的控制器或微处理器，以确定检测的信 号的峰值是否指示由发射器而不是噪声感应的电流脉冲。图7是提供关于图1 6示出和描述的本发明的示例性配置的概括的流程图。与 图4A、图4B和图5的电路类似，关于图7描述的步骤的精确对应关系不是本发明的需要的 方面，而只是提供可如何实现本发明的一个例子。例如，图5的接收器电路是有利的，其中， 数字和模拟电路的组合使用关于通过电动机、调光器和其它器件在配电系统的分支电路中 感应的信号提供高度的抗扰度。但是，可完全通过模拟或数字技术实现本发明。此外，可以 使用各种电路配置以提供以上关于图5描述的采样和保持、比较器、放大、整流等功能。重 要的是，用于实现本发明的电路和关于图7描述的示例性处理过程处理大体与以理想化的 形式被指示并且关于图3C描述的脉冲形状相对应的电流脉冲的序列，并且以关于图6B D描述的方式这样做。在图7所示的例子中，处理从START块260开始，使得接收器电路的拾波线圈保持接近可与被跟踪的分支电路相关的电路断流器。在块262上，接收器电路确定是否存在电 流脉冲。如果不存在脉冲，那么接收器电路实际上等待脉冲到达。在图7中，处理被示为通 过块264返回START块260，该块260可被用于执行诸如将由图5的微控制器202提供的 ERR信号设为防止对接收器指示器电路(例如，图5的听觉指示器240和发光二极管236) 加电的值的功能。如果在块262中确定存在脉冲，那么在块266中确定脉冲的持续时间(脉 冲宽度)。如果检测的脉冲宽度充分地与通过系统发射器在分支电路中感应的电流脉冲的 宽度匹配(即，在系统设计容限内)，那么产生门信号(诸如图6D的GATE 1)。在图7中， 在块268上设定并且建立门信号，使得接收器电路将确定是否在与期望下一电流脉冲的时 间相对应的时间上接收脉冲。如果在由门信号限定的时间间隔期间存在脉冲(在块270中确定)，那么确定检测 的脉冲的宽度(在块272中)。但是，如果在由门信号建立的时间间隔期间不存在脉冲，那 么次序返回开始块260。如果在块272上确定由接收器拾波线圈接收到的脉冲的脉冲宽度 不充分地与由系统发射器供给的电流脉冲的持续时间匹配，那么次序也返回开始块。在任 一种情况下，当下一脉冲到达接收器拾波线圈时，图7的次序重新开始。如果在块272中确 定的脉冲持续时间充分与传送的电流脉冲匹配，那么代表脉冲的振幅的信号被存储(在块 274上)。图7的次序中的该点关于开关210和包含运算放大器214的电路与按照图5和 图6描述的采样和保持操作相对应。一旦已存储了代表接收到的脉冲的振幅的信号，就设定第二门信号(在块276 上)，使得将在与由系统发射器供给的下一电流脉冲应到达的时段期间相对应的持续时间 内感测与接收器拾波线圈耦合的信号。如果在第二门时段期间没有检测到脉冲(在块278 中)，那么次序返回开始块260，并且在检测到另一电流脉冲时重新开始。另一方面，如果在 第二门时段期间检测到脉冲，那么确定脉冲持续时间是否充分地与由系统发射器供给的电 流脉冲的持续时间匹配(在块280中)。如果脉冲持续时间不是适当的持续时间，那么，当 检测到下一电流脉冲时，次序返回开始块260以重新开始。如果在块280中确定的脉冲持 续时间充分与传送的电流脉冲匹配，那么存储代表脉冲的振幅的信号(在块282中)。图7 的次序中的该点关于开关212和包含运算放大器216的电路与按照图5和图6描述的采样 和保持操作相对应。特别地，已检测到可能与在被跟踪的分支电路中感应的三个电流脉冲 的序列相对应的三个连续的电流脉冲的序列。如块284所示的那样，代表两个检测的电流脉冲的振幅的信号彼此求和，将结果 与指示两个接收到的电流脉冲充分与由系统发射器供给的两个电流脉冲相对应的值的预 定范围相比较。如果比较指示两个信号的和在可接受的范围之外，那么，当电流脉冲与接 收器拾波线圈耦合时，次序返回开始块260以重新开始。如果比较指示两个接收到的电流 脉冲充分与由系统发射器供给的两个电流脉冲相对应，那么接收器拾波线圈接近与被跟踪 的分支电路相关的电路断流器放置，并且产生适当的听觉和/或视觉指示(在块286上指 示)°如上所述，本发明使得能够可靠地检测被跟踪的分支电路的电路断流器。另外，本 发明的另一方面克服现有配置的另一缺点。具体而言，常规配置的配电盘的电路断流器被 配置成行，使得向面板提供电力的母线垂直延伸，以将配电盘分成左部分和右部分。在该配 置中，电流通过母线右侧的电路断流器从左流到右，并且，电流通过位于母线左侧的电路断流器从右流到左。因此，当拾波线圈在配电盘的右侧和左侧之间移动时，在拾波线圈中感应 的入射的磁通量(以及得到的电流)的方向反向。在现有的器件中，磁通量反向意味着拾 波线圈在它在配电盘的两侧之间移动时必须旋转180度，使得感应的通量在需要的方向。本发明的实施例克服上述的现有的缺点。如关于图2 4描述的那样，根据本发 明的实施例配置的发射器产生电流脉冲的序列，在这些电流脉冲中，每个电流脉冲线性增 加到最大值，在最大电流值上保持预定的时间，并然后在等于脉冲上升时间的下降时间内 线性减小。关于图3C示出和描述电流脉冲的例子。如关于图5 6描述的那样，根据本发 明的实施例配置的接收器区分电流脉冲以产生相等持续时间正向和负向矩形电压脉冲，该 正向和负向矩形电压脉冲通过等于将由发射器供给的电流脉冲保持在最大电流的时段的 时间间隔彼此分开。在图6B中以理想化的形式示出这些电压脉冲的例子。由运算放大器 196提供的半波整流消除负向电压脉冲，由此将由系统发射器供给的电流脉冲的序列转换 成相应的正向的大体为矩形电压脉冲的序列。因此，接收器根据电流流过电路断流器的方 向在电流脉冲波形的上升沿或下降沿上产生正向脉冲。由于电流脉冲的上升时间和下降时 间相等，因此，不管电流流动方向如何，接收器都正确地动作。因此，在本发明的实践中，当 从配电盘的一侧向另一侧移动接收器拾波线圈时不需要将其旋转180度。虽然优选的实施 例使用相等的上升和下降时间，但应理解，发射器和接收器可在仅对于每个电流脉冲预定 每个电流脉冲的上升或下降时间的情况下操作。从设计本发明的特定实施例的观点看，可以回想，通过诸如由电压控制恒流源132 提供的那些的恒流脉冲的积分来建立感应的电流脉冲的时间变化率。因此，在与图4A相 对应的发射器的实施例的设计中，按照由电压控制恒流源132提供的最大正和负电流选择 M0SFET150的栅极到源极电容，以由此建立在被跟踪的分支电路中感应的脉冲的期望的电 流时间变化率。类似地，在与图4B相对应的发射器的实施例的设计中，按照由电压控制恒 流源132提供的最大正和负电流选择电容器161的电容，以由此建立感应的电流脉冲的期 望的电流时间变化率。此外，优选按照与接收器拾波线圈(例如图5的拾波线圈160)相关 的时间常数建立感应的电流脉冲的上升和下降时间，使得由拾波线圈产生的电压代表感应 的电流脉冲的最大值。另外，建立感应的电流脉冲为最大值的时间间隔以超过在感应的电 流脉冲达到其最大值之后接收器拾波线圈返回零信号电平所需要的时间是有利的。另一方 面，还期望将感应的电流脉冲处于最大值上的时间间隔保持为最�。杂纱讼拗圃谕�2A和 图4A的配置中建立感应的电流脉冲的电压控制开关以及图2B和图4B的配置中的电流控 制开关的功率耗散要求。如上面讨论的那样，将电流脉冲感应到一个分支电路中可在电路断流器的区域或 分支电路的导线接近的其它位置将类似的信号引入其它的分支电路中。另外，电流脉冲将 产生会辐射到相邻的断路器的空间中的磁场。大多数的AC电路板被布线，使得相邻的电路 断流器承载不同的相位或极性的信号。通过使用分支电路的相位信息，能够更精确地确定 正确的断路器。图8示出第一分支电路承载具有第一相位的AC信号300的3相电力系统。第二 分支电路承载使信号300的相位滞后120度的AC信号304。第三分支电路承载使信号300 的相位提前120度的AC信号308。根据本发明的一个实施例，在关于AC信号300的相位测 量的时间窗A 310期间，一系列的电流脉冲PI、P2、P3被感应到承载信号300的分支电路
19中。在示出的实施例中，时间窗A 310被选择为AC信号304和308的相位均为负并且AC 信号300的相位为正的时间。为了确定时间窗A 310，脉冲发射器中的相位检测器检测AC信号300中的正向零 交叉，并且开始对时段B 312定时，该时段B 312限定信号304和308的相位什么时候关于 AC信号300的相位均为负。可以理解，时段B 312的长度和时间窗A 310的持续时间将依 赖于AC信号的频率。在欧洲和其它的国家，以50Hz传送功率，而在美国和其它的国家，以 60Hz传送功率。发射器可包含由用户设定的按钮以告知发射器中的电路正在使用什么类型 的系统。作为替代方案，系统可检测和测量AC信号的零交叉之间的时间，并且确定电力系 统的频率。最后，系统可被硬布线，以通知发射器它是使用一个频率还是使用另一个频率。在本发明的一个实施例中，电流脉冲P1、P2和P3在其它的信号的相位均为负并且 AC信号300的相位为正时被感应到分支电路中。在一些实施例中，在避免信号300的峰值 电压的时间，感应电流脉冲。一些电源、调光器开关或分支电路上的其它负载在AC信号300 的正和负峰值上产生噪声，使得可通过在避免信号峰值的时间上感应电流脉冲来实现进一 步的噪声抗扰性。图9示出在关于分支电路上的信号的检测的已知相位点测量的预定的时间上将 电流脉冲形式的跟踪信号感应到分支电路中的发射器的实施例。在示出的实施例中，发射 器350包含允许发射器与分支电路连接的插头352。来自分支电路的电力与产生被发射器 中的电路使用的正(+V)和负(-V)电源电压的一对电源电路354和356连接。来自插头的 加电的信号也被施加到使电压电平逐步降低到可被微处理器380安全地检测的量的大量 的串联连接的电阻器360、362、364。连接在电阻器364和电路接地点之间的是一对串联连 接的二极管368和370。结合二极管368的阳极和电阻器364的节点上的正向电压信号因 此限于两个正二极管压降。二极管368的阳极上的电压被馈送到微处理器380的输入中。 微处理器380具有向微处理器提供稳定的基准时钟信号的参照晶体382。微处理器380被 编程为基于二极管368的阳极上的信号检测由分支电路上的信号的正向零交叉限定的AC 信号的已知相位点。在检测正向零交叉时，微处理器380开始对预定的时间长度计数，直到 应传输电流脉冲的序列。如上所述，可以在3相系统中的信号的其它相位为负的时间上传 送脉冲。为了传送每个电流脉冲，微处理器380产生具有为由基准电压电路384产生的基 准电压的大小两倍的大小的脉冲386。当来自发射器的脉冲比基准电压大时，双极电流源 (Howland电流泵)132产生正电流。当来自微处理器的脉冲的大小比基准电压小时，双极电 流源132以上述的方式产生负电流。双极恒流源132以上述的方式控制在分支电路中产生 电流脉冲的电压或电流控制开关107、108。为了将第二电流脉冲感应到分支电路中，微处理器380产生第二脉冲388。由微处 理器380产生的脉冲386、388之间的时间确定感应到分支电路中的电流脉冲之间的时间。 在图8所示的例子中，三个电流脉冲被示为在AC信号300的单一循环期间被感应。在一个 实施例中，电流脉冲在时间上进一步分开传播以避免发射器过热。为了实现这一点，微处理 器380可被编程以同样对AC信号的零交叉进行计数，使得可以在已知数量的AC循环之后 传送电流脉冲。可以理解，如上所述，通过发射器感应到分支电路中的跟踪信号不必是具有相同 的上升和下降时间的电流脉冲。微处理器380可被编程为将跟踪信号的其它序列感应到分支电路中，包括感应关于分支电路的已知相位点在预定的时间上传送的单一跟踪信号。此 外，电压或电流控制开关107、108可由被微处理器380控制的其它的可控电路或可控负载 替代，以将跟踪信号感应到分支电路中。图10示出操作为在被由分支电路承载的信号的相位控制的时间窗期间寻找感应 的跟踪信号的接收器的实施例。为了检测相位，包含适当的面积的一个或更多个金属板的 电容传感器400根据传感器和最近的分支电路402之间的检测的改变的电场产生信号。为 了避免对电容传感器300加载，由电容传感器400产生的信号被供给单位增益AC自举缓冲 放大器电路410。缓冲放大器电路410的输出被施加到通过串联连接在+V和接地点之间的 一对电阻器形成的电平移位器412上。电平移位信号被施加到微处理器420的输入上。微处理器420被编程为检测由通过电容传感器400感测的AC信号中的正向零交 叉限定的已知相位点。微处理器控制位于半波整流器和微处理器202之间的门开关430，该 门开关430检测感应的电流脉冲的定时，控制峰值检测器的选通，并且控制向用户指示正 确的分支电路已被检测的用户警告光/报警。微处理器420具有提供稳定的基准时间时钟的定时晶体。微处理器420被编程 为在与被编程的发射器将跟踪信号感应到分支电路中相同的相对时间窗期间闭合门开关 430。如果接收器位于错误的分支电路中，那么它将控制门，使得微处理器202在它们不被 发射器感应的时段期间寻找跟踪信号。因此，接收器不可能检测感应的信号并产生错误读 数。还应理解，图10所示的接收器电路可被编程为检测由在图9中示出并在上面描述 的发射器产生的跟踪信号以外的跟踪信号。通过限制接收器寻找信号的时段期间并通过在 这些时间上将信号感应到分支电路中，可以使用其它类型或大量的感应信号。如果在DC电力系统中使用发射器350，那么微处理器380可被编程以确定是否没 有在预定的间隔中检测到零交叉。如果没有检测到零交叉或其它的已知的相位点，那么微 处理器380可导致跟踪信号的序列被感应到分支电路中。优选地，该序列包含两个或更多 个跟踪信号，其中，为了便于接收器的检测，连续的跟踪信号之间的时间被预定。类似地，如果接收器的微处理器420被用于DC系统中，那么接收器的微处理器420 可被编程为对于一定的时间长度寻找零交叉，并且，如果没有检测到零交叉，那么，为了允 许微处理器202检测感应的跟踪信号，将开关430闭合预定的时间量。可以理解，微处理器420不需要控制模拟开关，但也可产生被馈送到导致微处理 器202开始寻找感应的跟踪信号的微处理器202的数字信号。在一个实施例中，微处理器 420和202是分开的集成电路。但是，根据选择的微处理器的能力，可以使用单一的微处理 器。并且，类似的功能可具有专用的数字电路或ASIC等。还应理解，可以使用分支电路上的 其它已知相位点以确定应在什么时候在分支电路中传送包含负向零交叉或AC信号的正或 负峰值的跟踪信号。并且，应当理解，仅当分支电路的相位为正时才不需要传送跟踪信号。 例如，当相位为负并且电力系统中的其它AC信号的相位为正时，跟踪信号可被感应到分支 电路中。上述的系统不仅在DC和多相电力系统中的跟踪信号中是有用的。系统还可被用 于诸如在大多数的家庭找到的的常规的单相电力系统中。通过在单相系统中关于已知相位 点传送跟踪信号，可以获得附加的噪声抗扰性。
虽然示出和描述了解释性的实施例，但应理解，在不背离本发明的精神和范围的 条件下，可以提出各种变化。例如，虽然发射器和接收器的当前优选的实施例传送和检测三 个电流脉冲，但应理解，可以使用比三个电流脉冲多的电流脉冲或比三个电流脉冲少的电 流脉冲。此外，可以理解，与识别与分支电路相关的电路断流器相反，发射器和接收器可被 用于定位感应一个或更多个电流脉冲的导线。类似地，可以理解，检测器电路可产生可被其 它电子电路(例如，计算机或控制器)理解并且不能直接被操作员觉察的信号。
权利要求
1.一种用于将跟踪信号感应到具有相关的电路断流器的分支电路中的电路，包括用于在分支电路中感应一个或更多个跟踪信号的可控电路；用于检测分支电路上的信号的已知相位点的相位检测器电路；和导致可控电路在关于检测的已知相位点测量的预定时间上在分支电路中感应所述一 个或更多个跟踪信号的控制器。
2.根据权利要求1所述的电路，其中，相位检测器是零交叉检测器，并且，已知的相位 点是分支电路上的信号的零交叉。
3.根据权利要求1所述的电路，其中，可控电路是电压控制开关。
4.根据权利要求1所述的电路，其中，可控电路是电流控制开关。
5.根据权利要求1所述的电路，其中，跟踪信号是具有基本上相同的上升和下降时间 的电流脉冲。
6.根据权利要求1所述的电路，其中，控制器是被编程为确定是否没有在预定的时段 内在分支电路上检测到已知相位点，如果是，那么导致可控电路将两个或更多个跟踪信号 感应到分支电路中，其中，连续的跟踪信号之间的时间被预定为从所述两个或更多个感应 的跟踪信号中的第一个被测量。
7.根据权利要求1所述的电路，其中，分支电路是多相电力系统的一部分。
8.根据权利要求1所述的电路，其中，分支电路是单相电力系统的一部分。
9.一种用于指示与其中已感应一个或更多个跟踪信号的分支电路相关的电路断流器 的接收器，包括用于产生指示在分支电路中感应的跟踪信号的信号的拾波线圈；用于检测分支电路上的已知相位点的相位检测器电路；被编程为分析在关于分支电路上的检测的已知相位点测量的时间窗期间由拾波线圈 产生的信号以检测感应到分支电路中的跟踪信号的微处理器；和由微处理器控制以当在时间窗期间检测到至少一个跟踪信号时警告用户接收器接近 与分支电路相关的电路断流器的人可觉察指示器。
10.根据权利要求9所述的接收器，其中，在分支电路中感应的跟踪信号包含被传送使 得连续的跟踪信号之间的时间被预定的另外两个跟踪信号，并且，微处理器被编程为控制 人可觉察指示器以在连续的检测的跟踪信号之间的时间与预定的时间匹配时警告用户接 收器接近与分支电路相关的电路断流器。
11.根据权利要求9所述的接收器，其中，每个跟踪信号具有预定的上升或下降时间， 并且，微处理器被编程为测量每个检测的跟踪信号的上升或下降时间，并控制人可觉察指 示器以在每个检测的跟踪信号具有预定的上升或下降时间时警告用户接收器接近与分支 电路相关的电路断流器。
12.根据权利要求11所述的接收器，其中，每个跟踪信号的上升和下降时间基本上相同。
13.根据权利要求9所述的接收器，其中，相位检测器电路包含被编程为启用微处理器 以在关于检测的已知相位点测量的时间窗期间检测跟踪信号的第二微处理器。
14.根据权利要求9所述的接收器，其中，相位检测器电路包含被编程为在关于检测的 已知相位点测量的时间窗期间闭合开关使信号从拾波线圈连接到微处理器的第二微处理ο
15.根据权利要求9所述的接收器，其中，相位检测器电路确定是否没有在预定的时间 间隔内已检测到分支电路的已知相位点，并且，如果是，那么启用微处理器以检测感应的跟踪信号。
16.根据权利要求9所述的接收器，其中，相位检测器电路包含检测分支电路上的AC电 压波形的电容传感器。
17.一种用于检测在特定的分支电路上感应的跟踪信号的系统，包括 用于将一个或更多个跟踪信号感应到分支电路中的开关装置；导致开关装置在关于分支电路上的信号的检测的已知相位点测量的预定时间上将所 述一个或更多个跟踪信号感应到分支电路中的控制装置；探针装置，该探针装置用于在关于接近探针装置的分支电路的检测的相位点测量的一 个或更多个时间窗期间在电路断流器上检测一个或更多个感应的跟踪信号，并且，如果在 所述一个或更多个时间窗期间检测到所述一个或更多个跟踪信号，那么当探针装置接近其 中感应一个或更多个跟踪信号的分支电路时警告用户。
全文摘要
本发明涉及用于断路器定位器的AC电压相位鉴别器，其提供包含发射器单元和用于定位与配电系统的选择的分支电路相关的电路断流器的接收器的配置。发射器与选择的分支电路电气互连，并且，在待被跟踪的分支电路中产生跟踪信号的序列。在关于分支电路上的信号的检测的已知相位测量的时间上传送和检测每个跟踪信号。在一个实施例中，当待被测试的分支电路具有正相位并且其它的相位为负时，在3相配电系统的分支电路上传送跟踪信号。
文档编号G01R25/00GK101995515SQ20101024722
公开日2011年3月30日 申请日期2010年8月6日 优先权日2009年8月7日
发明者M·F·加拉范 申请人:福鲁克公司
专业数控铣床产品供应商
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