专利名称：一种估计到达时间附加时延误差的方法
技术领域：
本发明涉及误差估计技术，特别是指一种在可视信道(LOS)下估计多径引入的到达时间(TOA)附加时延误差的方法。
背景技术：
在蜂窝移动台定位系统或全球定位系统(GPS)中，定位接收机是依靠对无线信号的跟踪实现定位的，实际上，定位接收机跟踪的是相关器或匹配滤波器输出的信号的峰值，该峰值就是每条径的质心，即径的能量中心。当定位接收机处于理想的自由空间时，如果不考虑由噪声引入的相关峰的位置抖动，则相关器输出的峰值位置就是理想的波前到达时间(TOA)。由于地面或地面建筑的反射引起的多径的存在和系统分辨率的限制，导致在检测到的首径中包含了众多的由于反射引入的子径，这些子径会导致首径的质心后移，所谓质心后移简单的说就是相关器输出的峰值位置相对于理想状态滞后，换句话说就是在理想的TOA时延上附加了一个多径引入的时延，可称其为TOA附加时延误差，表现为定位接收机测量的TOA大于实际的TOA，这种TOA附加时延误差导致位置估计精度降低，这里的TOA时延是指传播时延。虽然采用厄止环(CHOKERING)天线可以在一定程度上抑制多径对TOA时延的影响，但由于该技术所采用的厄止环天线存在体积笨重的缺点，对一些体积重量受限的应用，如手机定位接收机设计，则无法采用这项技术。
在美国专利US 6313786B1中，给出了一种GPS或辅助全球定位系统(A-GPS)接收机对所处环境进行识别以及对TOA附加时延误差大小进行估计的方法。该方法的具体实现过程是第一步，对GPS或A-GPS接收机可能处于的环境进行细分划分为室内、室外两大类，室外环境又划分为郊区、市区、无遮挡的开阔区域等子类，市区又根据建筑的高度和密集程度进一步细分为若干小类。第二步，确定一组卫星信号的特征参数，也可称为环境数据作为GPS接收机所处环境的识别数据，这些卫星信号特征参数也用于对多径引入的TOA附加时延误差的估计。这些特征参数包括相关主峰的码字相位，在相关主峰附近1/N码片处的一组码字相位；相关主峰的宽度，如在1/2峰值幅度处计算的峰值宽度；多普勒频率；接收到的卫星信号的信噪比(SNR)；信干比(SIR)；相干累加时间；卫星信号的接收仰角、方位角等等。第三步，对接收到的卫星信号中包含的由多径引入的TOA附加时延误差(BIAS)的范围，也就是TOA附加时延误差的最大值进行估计，以确定需要剔除或需要矫正的卫星信号。其中，估计TOA附加时延误差最大值的方法是利用最小二乘法估计单个卫星信号的BIAS最大值，估计TOA附加时延误差具体值的方法是将主相关峰1/2高度处的宽度作为TOA附加时延误差的估计值。
但是，专利US 6313786B1所提出的TOA附加时延误差估计方法存在以下的缺点1)这种估计方法从原理上讲不是无偏估计，只能得到小于首径质心滞后量的估计值，从而难以达到高的估计精度；2)专利US 6313786B1中并没有明确给出估计TOA附加时延误差方差的具体实现方案。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种估计TOA附加时延误差的方法，能提高TOA附加时延误差的估计精度。
本发明进一步的目的是能利用估计出的TOA附加时延误差均值得到TOA附加时延误差的方差。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的一种估计到达时间附加时延误差的方法，包括以下步骤a.确定获取定位信号功率时延分布所需的参数，并根据所确定的参数对定位信号进行搜索，获取定位信号的功率时延分布；
b.确定步骤a所获得的每个功率时延分布的径检测门限，并根据所确定的门限值分别在相应的功率时延分布上进行径判决，获得一条以上径的位置；c.确定当前接收机的理想冲击响应波形；d.根据步骤b获得的径位置和步骤c所确定的理想冲击响应波形，获取首径的质心滞后量，并计算出可视信道LOS下到达时间TOA附加时延误差的估计值；e.判断当前接收机是否采取了非相干累加处理，如果是，则步骤d所计算出的TOA附加时延误差的估计值为TOA附加时延误差的均值；否则，重新计算TOA附加时延误差的均值。
该方法还进一步包括根据步骤e所获得的TOA附加时延误差的均值，以及TOA附加时延误差均值和TOA附加时延误差方差之间的关系，计算出TOA附加时延误差的方差。其中，所述TOA附加时延误差均值和方差之间的关系由TOA附加时延误差的分布形式来确定。
上述方案中，步骤a中所述的所需参数至少包括需要同时采集其功率时延分布的伪随机码的个数；需要采集的同一种功率时延分布的个数；对每种功率时延分布的采集频率；多径搜索的搜索窗宽度；采集功率时延分布时采用的相干长度；以及非相干累加次数。步骤a中所述的定位信号为蜂窝移动台接收机的输出；或为全球定位系统GPS或辅助全球定位系统A-GPS接收机的输出。步骤a中所述的定位信号为取自接收机的基带信号；或为取自接收机的中频信号。
上述方案中，所述步骤b具体包括b1.从步骤a所获得的功率时延分布上提取背景噪声，并估计出所提取的背景噪声的均值和标准差，获得背景噪声的分布形式；b2.根据步骤b1所获得的背景噪声的分布形式以及预先确定的特定检测概率，确定每个功率时延分布最终的径检测门限；b3.根据每个功率时延分布对应的径检测门限，在相应的功率时延分布上对峰值点进行检测，确定功率时延分布上大于径检测门限的峰值点的位置为径的位置。检测出径的位置后，步骤b进一步包括对获得径位置的一条以上的径进行内插处理。
上述方案中，步骤c中所述的理想冲击响应波形是根据当前定位系统发射端或接收端对定位信号所采用的滤波形式以及抑制旁瓣所采用的滤波措施来确定。其中，所采用的滤波形式为根升余弦滤波，则所述的理想冲击响应波形为升余弦波形。所述抑制旁瓣所采用的滤波措施为汉宁窗抑制旁瓣。
上述方案中，步骤d进一步包括d1.根据检测到的首径的信干比或功率以及径检测门限，确定用于质心滞后量估计的门限；d2.根据步骤d1所确定的质心滞后量估计门限，从检测到的功率时延分布中确定首径的时间位置和峰值点幅度；d3.根据步骤d2所确定的首径的时间位置和峰值点幅度和步骤c确定的理想冲击响应波形，构造相应的理想冲击响应波形；d4.计算场测功率时延分布PDP波形与质心滞后量估计门限的交点以及该交点对应的时间1，并计算步骤d3构造的理想冲击响应波形与质心滞后量估计门限的交点以及该交点对应的时间2；d5.根据步骤d4计算出的时间1和时间2，计算得到TOA附加时延误差的估计值，该TOA附加时延误差的估计值为时间1与时间2之差。
上述方案中，步骤e中所述的重新计算TOA附加时延误差的均值进一步包括重复执行步骤a至步骤d一次以上，得到一个以上TOA附加时延误差的估计值；然后对所获得的一个以上LOS信道下TOA附加时延误差的估计值进行平均，将计算出的平均值作为TOA附加时延误差的均值。
因此，本发明所提供的估计TOA附加时延误差的方法，是将质心滞后量作为TOA附加时延误差的估计量，比美国专利US 6313786B1给出的方法更能体现TOA附加时延误差的产生机理，估计结果也更为准确；同时，根据LOS信道(路径)下TOA附加时延误差的产生机理和分布形式，本发明能通过估计TOA附加时延误差的均值来直接推算出TOA附加时延误差的方差。
本发明将所获取的TOA附加时延误差均值和方差的估计值，分别用于TOA附加时延误差的矫正以及位置估计算法中加权矩阵权值的修正，即可实现对TOA附加时延误差的抑制且具有很好的效果。如图3所示，其横坐标为TOA附加时延误差，单位为码片宽度，图3下部是进行TOA附加时延误差矫正前后功率时延函数(PDF)曲线，上部是进行TOA附加时延误差矫正前后累积分布函数(CDF)曲线，图中“+”线是矫正后的TOA附加时延误差曲线；实线是场测的TOA附加时延误差曲线。图3表明，进行LOS误差矫正后，TOA附加时延误差变为零均值的随机变量，矫正后误差曲线的二阶原点矩小于矫正前的二阶原点矩，进而说明零均值矫正降低了LOS误差对位置估计精度的影响。
图4为LOS环境下场测得到的位置估计性能改进曲线，图4上部子图中给出的细实线表示校正前位置估计结果的CDF曲线，图4上部子图中给出的粗实线表示校正后位置估计结果的CDF曲线；图4下部子图中给出的细实线表示校正前的位置估计误差，图4下部子图中给出的粗实线表示校正后的位置估计误差。根据图4上部的子图，以对应位置估计误差为10米的点为例，可以看出，校正后的CDF曲线比矫正前的CDF曲线取值大了约20％，显然，位置估计的精度提高了。
图1为LOS信道下场测PDP波形和理想状态下升余弦波形的对比图；图2为本发明估计TOA附加时延误差的实现流程图；图3为LOS信道下的TOA附加时延误差的矫正曲线对比图；图4为LOS信道下场测得到的位置估计性能改进曲线示意图。
具体实施例方式
下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。
本发明通过对首径质心滞后的机理和首径滞后量分布形式的分析，也就是对LOS信道下TOA附加时延误差产生机理和分布形式的分析，提出了一种LOS信道下TOA附加时延误差的均值和方差的估计方法，该方法也可以近似用于准LOS信道下TOA附加时延误差的均值和方差的估计。
首先，分析一下LOS信道TOA附加时延误差的产生机理对于LOS信道环境下TOA附加时延误差分布形式的分析，需要将单个可分辨的首径分解为两个子径Ps0和Psr，其中，Ps0表示首径中的直达成分，即相对于LOS路径TOA附加时延误差为0的子径；Psr表示首径中Ps0之后的经过反射路径到达的成分，即相对于LOS路径TOA附加时延误差不为0的子径。那么，在时延估计，也就是TOA测量的过程中，相关器输出的时间就是Ps0和Psr的质心位置。因此，分析TOA附加时延误差的分布形式就转化为分析Ps0和Psr的质心位置的分布形式。
设tlc为LOS信道首径的质心位置，tsr为Psr的位置，ps0为Ps0的功率，psr是Psr的功率，在定位接收机不作非相干累加时tlc=tsr×psrps0+psr---(1)]]>由于psr是由反射分量构成的，有Psr＜＜ps0，则公式(1)可简化为tlc=tsr×psrps0=(psrps0)tsr---(2)]]>公式(2)中，ps0不存在衰落，可当作常量处理。由于散射体分布的均匀性和相互独立的性质，根据中心极限定理，子径Psr的到达时间tsr应该是服从正态分布，psr则服从自由度n＝2的CHI2分布，该分布和Γ(α＝1，β＝2)相同，该分布也就是指数分布Γ(α＝1，β)＝expo(β)。
由于tsr和psr相互独立，可以写出tlc的概率密度函数为ftlc(x,y)=ps0×chi2(ps0×x,n)×norm(y,0.5,σ)---(3)]]>公式(3)中，ftlc(x，y)关于x的边缘分布是指数分布Γ(α＝1，β)＝expo(β)。
当系统采用k＝n/2次非相干累加时，经过非相干处理的径的质心位置tlc是单次相干输出的径的质心位置tlc的平均t‾lc=1kΣi=1ktlc,i---(4)]]>因此，tlc是Γ(α＝κ，β)分布，Γ-分布的均值为αβ，方差为αβ2，鉴于公式(4)中因子 的存在，tlc的均值和方差分别为E[tlc]＝βD[tlc]＝β2(5)在非相干累加的条件下，直接测量得到的就是E[tlc]。
在LOS信道下，TOA附加时延误差估计利用的规律是直达波之后的反射波导致直达径的质心后移，这种质心后移在首径波形上表现为径的峰值点相对于径的起始点的滞后。如图1所示，图1中的“+”线101是LOS信道下场测PDP波形，与该“+”线峰值点重叠的另一条实线102是一种理想的接收通道的冲击响应波形--升余弦波形。如果把首径前面的凹点P1作为波形的起始点，比较这两个波形前面的凹点P1和P2可以看出，实际测到的首径波形的起始点P1超前于理想升余弦波形的起始点P2，这就是首径中多条反射子径导致首径质心后移的结果。
基于上述分析，本发明所采用的基于LOS信道下的TOA附加时延误差估计方法，如图2所示，包括以下的步骤步骤201根据所确定的用于获取定位信号功率时延分布的相关参数，对定位信号进行搜索，获取定位信号的功率时延分布。
本步骤又分两步完成第一步，确定获取定位信号功率时延分布所需要的相关参数。这里所说的相关参数主要包括需要同时采集其功率时延分布的伪随机码的个数，其中一个伪随机码对应一种功率时延分布；需要采集的同一种功率时延分布的个数，该种功率时延对应同一个伪随机码；对各种功率时延分布的采集频率；多径搜索的搜索窗宽度；采集功率时延分布时采用的相干长度和非相干累加次数等。
第二步，根据第一步所确定的相关参数，对所有定位信号进行相关搜索或匹配滤波，得到定位信号的功率时延分布。其中，定位信号可以是来自蜂窝移动台接收机的输出，也可以是来自GPS或A-GPS接收机的输出；定位信号可以取自接收机的基带信号，也可以取自接收机的中频信号。
步骤202确定步骤201所获得的每个功率时延分布的径检测门限，并根据所确定的门限值分别在相应的功率时延分布上进行径判决，获得若干条径的位置。
本步骤中，确定每个功率时延分布的径检测门限可以有多种方法，以根据对背景噪声的提取来确定径检测门限为例，确定径检测门限的具体实现过程是这样的1)提取背景噪声，先粗略提�。倬诽崛 �
其中，粗略提取又可分为两种情况通过在功率时延分布中剔除若干个最强径的方法实现背景噪声的粗略提�。换蚴峭ü褂每障形彼婊肜椿袢』ハ喙厥涑鲂藕爬刺崛”尘霸肷�。这里所述的空闲伪随机码可以是蜂窝移动台附近基站没有使用的扰码，也可以是GPS卫星星历中推算出的处于地平线以下的卫星发射的定位信号码。
精确提取是指在粗略提取背景噪声之后，对粗略提取的背景噪声进行参数估计，如估计背景噪声的均值和标准差。再根据估计出的均值、标准差、背景噪声的分布形式以及预先确定的特定检测概率，确定一个粗略的径检测门限THR_C，利用该THR_C从相应的功率时延分布中检测出一个首径PATH1_C；然后，在该功率时延分布上，从PATH1_C之前若干个码片开始到搜索窗启始位置这样一个区间内，提取出精确的背景噪声。这里，背景噪声的分布形式可以近似认为是x2分布或正态分布。
2)确定每个功率时延分布用于径检测的噪声门限。
在准确提取背景噪声的基础上，估计出背景噪声的均值、标准差，然后根据背景噪声的分布形式以及预先确定的特定检测概率，确定每个功率时延分布最终的径检测门限THR。同样，这里背景噪声的分布形式可以是x2分布或正态分布，当背景噪声为正态分布时，THR＝Mu+k×Sigma其中，Mu表示背景噪声的均值，Sigma表示背景噪声的标准差，k为加权系数，k的取值由径检测要求的虚警率来决定。
3)进行径检测。
根据每个功率时延分布对应的径检测门限THR，在相应的功率时延分布上通过检测峰值点的方法实现径判决，功率时延分布上凡是大于径检测门限THR的峰值点的位置就是径的位置。
在步骤202中，为了提高对径时延估计的精度，可以在检测出径的位置之后，对感兴趣的径，如首径或首径之后的若干径，作内插处理。所述的内插处理是一种插值算法，通常定义为根据二个已知值估计出中间值，例如一个函数或序列，最常见的形式是线性内插法，可采用二分插值法。
步骤203确定当前接收机，如GPS或A-GPS接收机的理想冲击响应波形。该理想冲击响应波形可以利用各种现有的手段确定，比如根据当前定位系统发射端或接收端对定位信号采用的滤波形式和抑制旁瓣采取的滤波措施，如根升余弦滤波、汉宁窗抑制旁瓣等，来确定相关接收机的理想冲击响应波形，图1中实线102给出的是没有采取旁瓣抑制措施的理想的升余弦波形。
步骤204根据步骤202获得的径位置和步骤203确定的理想冲击响应波形，确定首径的质心滞后量，进而获得LOS信道下TOA附加时延误差的估计值。包括以下的子步骤子步骤1根据检测到的首径的信干比或功率以及径检测门限THR，来确定一个用于质心滞后量估计的门限THRC，其中THRC＝C×Thr，C可以取1～5中的某个值。图1中标出的水平线104对应的就是C＝1时质心滞后量估计的门限，此时，用于质心滞后量估计的门限THRC等于径检测门限THR。
子步骤2根据子步骤1确定的质心滞后量估计门限THRC，从检测到的功率时延分布中确定首径的时间位置和峰值点幅度。以图1为例，图1中间对应坐标刻度20右侧的垂直线段103的位置和高度，即分别为首径的时间位置和峰值点幅度。
子步骤3根据子步骤2确定的首径的时间位置和峰值点幅度以及步骤203所确定的理想冲击响应波形，构造一个理想冲击响应波形，如升余弦波形，如图1中的实线102所示。
子步骤4计算场测PDP波形与质心滞后量估计门限THRC的交点，以及该交点对应的时间；同时，计算理想冲击响应波形与门限THRC的交点，以及该交点对应的时间。这里的场测PDP波形就是指当前实际检测得到的PDP波形。
在图1中，质心滞后量估计门限THRC为Thr，表示为实线104，场测首径波形与门限Thr的交点为A，则交点A对应的时间为tA；在图1中，理想冲击响应波形为升余弦波形102，理想冲击响应波形与门限Thr的交点为B，则交点B对应的时间为tB。
子步骤5根据公式(6)计算LOS信道下多径引入的首径质心滞后量，从而得到TOA附加时延误差的估计值；t^L=tA-tB---(6)]]>公式(6)中， 表示LOS信道下TOA附加时延误差的估计值，单位为码片宽度。
步骤205获取TOA附加时延误差的均值。
首先，根据步骤201中确定的非相干累加次数判断当前定位接收机是否采取了非相干累加处理，如果采取了非相干累加处理，也就是说非相干累加次数k大于1，则步骤204得到的就是TOA附加时延误差的均值，然后继续执行步骤206；否则，说明没有进行非相干累加处理，则重复执行步骤101～105的处理M次，其中M大于1，然后对得到的M个 进行平均，其结果就是TOA附加时延误差的均值。
步骤206获取TOA附加时延误差的方差。
根据TOA附加时延误差的分布形式，如公式(3)所示，以及步骤205获得的TOA附加时延误差的均值，利用特定分布下均值和方差之间的关系，即公式(5)中两个子式之间的关系，计算TOA附加时延误差的方差。
本发明在完成上述步骤，获取TOA附加时延误差均值和方差的估计值后，可分别将其用于TOA附加时延误差矫正和位置估计算法中加权矩阵权值的修正，即可实现对TOA附加时延误差的抑制。
由于LOS信道与准LOS信道产生附加时延误差的机理类似，因此，本发明所述的上述方案也完全适用于准LOS信道下TOA附加时延误差的估计。
总之，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。
权利要求
1.一种估计到达时间附加时延误差的方法，其特征在于，包括以下步骤a.确定获取定位信号功率时延分布所需的参数，并根据所确定的参数对定位信号进行搜索，获取定位信号的功率时延分布；b.确定步骤a所获得的每个功率时延分布的径检测门限，并根据所确定的门限值分别在相应的功率时延分布上进行径判决，获得一条以上径的位置；c.确定当前接收机的理想冲击响应波形；d.根据步骤b获得的径位置和步骤c所确定的理想冲击响应波形，获取首径的质心滞后量，并计算出可视信道LOS下到达时间TOA附加时延误差的估计值；e.判断当前接收机是否采取了非相干累加处理，如果是，别步骤d所计算出的TOA附加时延误差的估计值为TOA附加时延误差的均值；否则，重新计算TOA附加时延误差的均值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法还进一步包括根据步骤e所获得的TOA附加时延误差的均值，以及TOA附加时延误差均值和TOA附加时延误差方差之间的关系，计算出TOA附加时延误差的方差。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述TOA附加时延误差均值和方差之间的关系由TOA附加时延误差的分布形式来确定。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤a中所述的所需参数至少包括需要同时采集其功率时延分布的伪随机码的个数；需要采集的同一种功率时延分布的个数；对每种功率时延分布的采集频率；多径搜索的搜索窗宽度；采集功率时延分布时采用的相干长度；以及非相干累加次数。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤a中所述的定位信号为蜂窝移动台接收机的输出；或为全球定位系统GPS或辅助全球定位系统A-GPS接收机的输出。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，步骤a中所述的定位信号为取自接收机的基带信号；或为取自接收机的中频信号。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤b具体包括b1.从步骤a所获得的功率时延分布上提取背景噪声，并估计出所提取的背景噪声的均值和标准差，获得背景噪声的分布形式；b2.根据步骤b1所获得的背景噪声的分布形式以及预先确定的特定检测概率，确定每个功率时延分布最终的径检测门限；b3.根据每个功率时延分布对应的径检测门限，在相应的功率时延分布上对峰值点进行检测，确定功率时延分布上大于径检测门限的峰值点的位置为径的位置。
8.根据权利要求1或7所述的方法，其特征在于，检测出径的位置后，步骤b进一步包括对获得径位置的一条以上的径进行内插处理。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤c中所述的理想冲击响应波形是根据当前定位系统发射端或接收端对定位信号所采用的滤波形式以及抑制旁瓣所采用的滤波措施来确定。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所采用的滤波形式为根升余弦滤波，则所述的理想冲击响应波形为升余弦波形。
11.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述抑制旁瓣所采用的滤波措施为汉宁窗抑制旁瓣。
12.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤d进一步包括d1.根据检测到的首径的信干比或功率以及径检测门限，确定用于质心滞后量估计的门限；d2.根据步骤d1所确定的质心滞后量估计门限，从检测到的功率时延分布中确定首径的时间位置和峰值点幅度；d3.根据步骤d2所确定的首径的时间位置和峰值点幅度和步骤c确定的理想冲击响应波形，构造相应的理想冲击响应波形；d4.计算场测功率时延分布PDP波形与质心滞后量估计门限的交点以及该交点对应的时间1，并计算步骤d3构造的理想冲击响应波形与质心滞后量估计门限的交点以及该交点对应的时间2；d5.根据步骤d4计算出的时间1和时间2，计算得到TOA附加时延误差的估计值，该TOA附加时延误差的估计值为时间1与时间2之差。
13.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤e中所述的重新计算TOA附加时延误差的均值进一步包括重复执行步骤a至步骤d一次以上，得到一个以上TOA附加时延误差的估计值；然后对所获得的一个以上LOS信道下TOA附加时延误差的估计值进行平均，将计算出的平均值作为TOA附加时延误差的均值。
全文摘要
本发明公开了一种估计到达时间(TOA)附加时延误差的方法，包括确定获取定位信号功率时延分布所需的参数，并根据确定的参数对定位信号进行搜索，获取定位信号的功率时延分布；确定每个功率时延分布的径检测门限，并根据门限值分别在相应的功率时延分布上进行径判决，获得径的位置；确定当前接收机的理想冲击响应波形；根据获得的径位置和确定的理想冲击响应波形，计算出可视信道下TOA附加时延误差的估计值；判断当前接收机是否采取了非相干累加处理，如果是，则计算出的TOA附加时延误差估计值为TOA附加时延误差均值；否则重新计算TOA附加时延误差均值。该方法能提高TOA附加时延误差的估计精度，并能利用TOA附加时延误差均值得到TOA附加时延误差的方差。
文档编号G01S1/00GK1592451SQ03156470
公开日2005年3月9日 申请日期2003年8月28日 优先权日2003年8月28日
发明者刁心玺 申请人:华为技术有限公司
专业数控铣床产品供应商
20年生产经验，实力工厂，精工品质，质量有保障
