专利名称：一种片上一体化微型集成磁传感器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于微型直流无刷电机的低电压低功耗片上一体化微型集成磁
传感器电路，尤其适用于手机震动电机。
背景技术：
磁性传感器出现和应用的历史已有100多年，磁传感器是把磁场、电流、应力应变、温度、光等引起敏感元件磁性能的变化转换成电信号，以这种方式来检测相应物理量的器件。现代电子设备整机正向小型化、多功能、智能化方向发展，要求所用传感器即使对微小空间内物理量的变化也能够高灵敏度、高速度地做出响应。这种需求驱动了单一芯片集成传感器、信号调理、功率输出控制的发展趋势。 开关型霍尔电路是一种基于对"磁场"这种物理量进行感应的电路，广泛应用于驱动直流无刷电机，无刷电机相对于有刷电机其主要优势在于通过感应磁场换向而非通过电刷换向，这样可以大大提高电机的使用寿命。 从目前来看，用于体积较大的直流无刷电机的霍尔传感器+控制驱动集成电路的分离式解决方案已经非常普遍，甚至单芯片封装(霍尔传感元件和电路分别制作，再整体封装)的直流无刷电机霍尔开关集成电路也已应用若干年。但目前电子设备特别是移动电子设备对器件的要求朝低功耗、小体积、低工作电压、低价格方向发展，上述两种解决方案在体积( 一般尺度在厘米级或以上)、工作电压( 一般在4. 5V以上)等方面达不到要求。
—个比较理想的用于移动设备微型电机中的片上一体化微型磁集成传感器有几个要素 1)、生产成本低，低于人民币1.5元/片；
2)、体积小，小于2mm*2mm*lmm ; 3)、工作电压低，2. 4V 4V之间，通常工作电压为3V ; 4)、驱动能力强，300mA电流驱动能力； 5)、功耗低； 6)、适合于大批量工业化生产。 要符合以上几点关键技术要素，必须需将传感元件、模拟电路、数字电路和功率驱动部分全部集成在单个体积非常微小的集成电路芯片内。在电路设计、电路仿真、版图设计、流片、测试、封装等各个环节都面临很大的技术难度。 图1给出了一般霍尔传感器电路结构图，由霍尔器件，失调消除电路，采样保持电路，迟滞比较电路，逻辑控制和振荡电路，锁存电路和H桥输出电路构成，其驱动直流无刷电机的工作原理如下芯片固定在无刷电机的定子上，无刷电机的转子由永磁体构成，当转子的一个磁极靠近时，霍尔器件产生相应的霍尔电压，该信号经过失调消除等一系列的处理，控制桥式输出级的一个上拉管和下拉管打开，向定子提供相应的电流，该电流使定子产生一个与转子同极性的磁场从而起到排斥的作用使得转子持续旋转；转子旋转180°后，霍尔器件感应转子的另一个磁极，该霍尔电压经过同样的信号处理，输出极打开另一个方向的上拉管和下拉管，从而输出到定子的电流反向，磁场反向，再次起到排斥的作用，使得该电机能持续工作。 从上面的描述中可以看到能正确地感应转子的磁极变化并随之驱动输出电路换向是该电路能正确工作的关键。 为实现体积小的目的，霍尔器件通常集成在硅片上，霍尔器件可以用如图3中的惠斯通电桥的形式表示，当器件通过AC端偏置时，霍尔电压从BD两端引出，当器件通过BD端偏置时，霍尔电压从AC端引出。器件本身失调电压的产生是由于参杂浓度很难保证平均组成桥的四个电阻的阻值相等。正常情况下，图3中的单个电阻的值在几K欧，假设电阻值有1%的误差，例如:RH1 = 5. 05K， RH2 = 4. 95K， RH3 = 5K， RH4 = 4. 97K，则电路的失调在1. 4mV，而正常工作时器件产生的霍尔电压也在1个mV甚至更小的值。这样，器件的失调会完全掩盖产生的信号。 此外，产生的霍尔信号必定要经过放大电路，而放大电路本身的失调也会对采样信号的结果产生影响， 一般来说，在CMOS工艺中放大电路的等效失调电压在几个mV或者更大的值。 如前所述，能正确感应磁场的极性的变化是微型磁集成传感器能正常工作的关键，只有通过电路设计将外界干扰信号和系统本身失调信号抑制在一定范围内，整个芯片才能达到性能要求。
发明内容
本发明要解决的问题是现有的微型磁集成传感器不能消除其内部的器件失调，影像传感器的正常工作，不能满足使用需求。 本发明的技术方案为一种片上一体化微型集成磁传感器，由霍尔器件、动态失调消除电路、迟滞比较电路、逻辑控制与振荡器电路和H桥输出电路组成，霍尔器件、动态失调消除电路、迟滞比较电路和H桥输出电路依次连接；逻辑控制与振荡器电路提供由同一个时钟信号通过反相得到的两个互补时钟信号CLK1和CLK2 ;动态失调消除电路包括仪用放大器和采样电容，在时钟信号CLK1和CLK2下，霍尔器件的电压信号输入仪用放大器，CLK1信号为高时，动态失调消除电路对霍尔器件和仪用放大器的失调进行采样，CLK1信号为低时，霍尔信号输出至迟滞比较电路，迟滞比较电路为施密特触发电路，以CLK1为时钟信号，CLK1信号为高时，保持迟滞比较电路保持输出不变，CLK1信号为低时，动态失调消除电路的输出与迟滞比较电路的参考电压进行比较。 迟滞比较电路设有分压电阻，传感器的电源经分压电阻分压后得到迟滞比较电路的的参考电压。 逻辑控制与振荡器电路输出使能信号ENN、 ENP至迟滞比较电路，控制迟滞比较电路工作状态。 霍尔器件输出到动态失调消除电路的信号为全差分形式。 本发明中霍尔器件用于感应磁场并提供霍尔电压，动态失调消除电路实现霍尔电压采样，进行信号失调的消除，采样后的霍尔信号经迟滞比较电路最终产生控制H桥输出方向的信号。 传统的传感器实现方法中，动态失调消除电路的输出信号经过另外的采样和保持后再经过迟滞比较电路输出，各个�？橄喽远懒ⅲУ鞯缏泛筒裳３值缏范夹枰缏诽峁┎煌氖敝有藕牛诙У飨缏泛统僦捅冉系缏分型毙枰缪共慰嫉缏罚诒痉⒚髦型üУ飨缏泛统僦捅冉系缏返牧瞎ぷ鳎鲂枰桓鍪敝釉矗ü聪嗟玫紺LK1和CLK2，参考电压信号也仅需一个，简化了电路，提高电路工作的稳定性。
本发明优点是 1)、生产成本低本发明的电路简化，相比现有的传感器减少了额外的采样保持电路，在一般情况下，由于采样保持电路中会使用电容，而电容是一种极为占据芯片面积的器件，因此去掉了额外的采样保持电路后能节省大量的芯片面积，降低成本。此外，本发明的设计方案可支持将所需的传感元件、模拟电路、数字电路通过单次流片在单个芯片内实现，减少了生产环节、测试环节和降低了封装难度，大大增加了成品率，在同样生产工艺和封装工艺下降低了单个成品芯片的成本；并能适合大批量自动化工业生产。 2)、工作电压低本发明的电路设计和采用的工艺支持芯片工作电压在2. 0V到4. 0V的范围内，符合移动设备的常见工作电压。 3)、低功耗芯片通过使能模式工作，正常情况下整个芯片处于休眠模式，有利于移动设备的低功耗要求。 4)、提高电路性能的稳定性本发明中电路的改进使得不需要额外的采样保持电路，而一般采样保持电路的工作频率都必须远高于要采样信号的工作频率，而高频的时钟信号往往会带来信号间的串扰，电源噪声，布局上的困难等问题。由于本发明中避免了高频时钟信号的使用，使得电路的工作更稳定，降低电路布局的难度。
图1是典型的开关型霍尔传感器电路图。 图2是本发明中的系统框图。 图3是霍尔器件采用的惠斯通电桥图。 图4是本发明时钟信号CLK1和CLK2的示意图 图5是本发明失调消除电路图。 图6是本发明迟滞比较电路图。 图7是本发明迟滞比较输入输出关系图。
具体实施例方式
如图2，本发明由霍尔器件、动态失调消除电路、迟滞比较电路、逻辑控制与振荡器
电路和H桥输出电路组成，霍尔器件、动态失调消除电路、迟滞比较电路和H桥输出电路依
次连接，逻辑控制与振荡器电路的输出连接动态失调消除电路和迟滞比较电路。 下面主要描述本发明提出的失调消除和迟滞比较电路，并阐述对于本本发明，专
门的采样保持电路和锁存电路并非必要，减少他们不但可以减小电路面积而且可以提高电
路工作频率。 —般的失调消除电路如双相关采样电路或者斩波放大器主要用于消除放大器本身的消除，而对于霍尔信号本身的失调没有消除的作用，为消除来自于霍尔器件和放大器失调电压，本发明提出了图5中的动态失调消除电路。其中CLK1与CLK2是相同周期的不交叠的互补时钟，如图4所示，Al， A2为运算放大器，VI， V2表示霍尔器件的输出电压信号，
Rl， R2为反馈电阻，Cl为采样电容，Voal， Voa2表示放大器Al， A2的失调电压信号，Vol和
Vo2表示动态失调消除电路的输出信号。其中，Al， A2， Rl， R2组成仪用放大器，V3、V4为仪
用放大器的输出，其增益A二 (2R1+R2)/R2。图6是本发明提出的迟滞比较电路，采用施密
特触发器电路结构，其中ENN与ENP是使能信号，ENN为低，ENP为高时电路正常工作，CLK1
是与图5中同样的时钟信号，A3为运算放大器，inv为反相器，Vrl， Vr2为分压电阻R3， R4
产生的参考电压信号，图6中的Vol和Vo2与图5中的Vol和Vo2通过导线连接，即动态
失调消除电路的输出信号直接输入迟滞比较电路，Vcout为迟滞比较器的输出信号，两图中
VDD均表示传感器的电源电压。下面先对动态失调消除电路的工作情况进行说明 如图5，在CLK1为高时，霍尔器件输出信号指霍尔器件的AC两端的电压信号，当
CLK2为高时，霍尔器件输出信号指霍尔器件BD两端的电压信号。 当CLK1为高时，CLK2为低， VI—V2 =-VH+VOH(0° ) (1) V3-V4 = [-VH+VOH(0° )+Voal-Voa2] A (2) 此时，迟滞比较电路中 Vol-Vo2 = Vrl-Vr2 (3) 当CLK1由高变低后，CLK2变高， Vl-V2 = VH+VOH(90° ) (4) V3-V4 = [VH+VOH(90° )+Voal-Voa2] A (5) 此时，迟滞比较电路中 Vol-Vo2 = [VH+VOH(90° )+Voal-Voa2]A-[-VH+V0H(0° )+Voal-Voa2] A+Vrl_Vr2 =2A VH+[VOH(90° )-V0H(0° )]A+Vrl—Vr2 (6) VH表示霍尔器件产生的霍尔电压，V。H(90° )和V。h(0。)指霍尔器件的偏置电流方向不同时的霍尔器件失调电压。可以看到在一个时钟周期内，CLK1为高的半个周期内霍尔器件和放大器的失调经放大后出现在仪用放大器的输出，如式(2)，在接下来的CLK1变低后的半个周期，该失调被减去并最终输出放大后的霍尔信号，如式(6)。同样的在假设电阻值相差1^的情况下，计算V。h(90。 )-V。H(0° )的值所得结果为一远小于1.4mV的值，从而不用担心霍尔电压会被失调电压淹没。 本发明是一种开关型的霍尔传感器电路，即磁场的强度需要达到一定的强度所产生的霍尔电压才能被正确感应，这可以避免电路受外界干扰而误动作，而这个功能可以利用迟滞比较来实现。 在迟滞比较电路中，需要提供一个参考电压，而现有传感器中的参考电压通常是通过带隙基准电路得到，当所要提供的驱动电流较大，如用于驱动直流电机，H桥输出级提供300毫安左右的驱动电流，故H桥输出电路会消耗较大的功率，因此可以预见传感器电路内H桥输出电路与其余电路之间会有较明显的温度梯度的存在，而带隙基准电压会随温度变化，如在设计基准电路中使用高阶的温度补偿方法以期望得到小的温度系数则势必会大大增加电路的复杂度，在本发明的迟滞比较电路中，参考电压直接由电阻分压得到，各个分压电阻的位置靠近，其所处的温度环境近似一致，电阻的比值不会有太大变化，故该电路能用简单的方法提供较好的参考电压。
<formula>formula see original document page 7</formula> (9) 在图6中，参考电压VMf的值近似为 Vref=2(R3+R4)VDD (7)
设霍尔器件所产生的霍尔电压的大小为
w <formula>formula see original document page 7</formula> (8) 其中，uH是霍尔器件的迁移率，GH是一个与器件结构有关的几何参数，W和L是霍尔器件的宽和长，B是磁场强度。 磁场开关的值B。n定义为满足2AVH = Vref的磁场值，A为前述的仪用放大器的增益，带入(7) (8)可得到该值的大小
<formula>formula see original document page 7</formula> 动态失调消除电路与迟滞比较电路联合工作的原理如下初始状态假设Vcout为
低，当CLK1变高，如(3)式，Vol-Vo2 = -Vref ，因此Vcout仍为低；当CLK2高，Vol_Vo2 =
2AVH+[VOH(90° )-VOH(0° )]A+Vrl-Vr2 " 2AVH-Vref，此时可分为两种情况 1):如磁场的值小于(9)中给出的值，则无论VH是正是负，Vcout仍然不变，在此
情况下无法实现输出电流的换向也就无法使电机正常工作，起到开关的作用； 2):如磁场的值大于(9)中给出的值，当VH的值为负时，表明转子磁场的磁极与定
子磁场的磁极相排斥，输出电流不用换向，如VH的值为正，则表明转子磁场的磁极与定子磁
场的磁极相吸引，输出电流需要换向以产生相斥的磁场使电机转动。电路所实现的迟滞特
性如图7所示。 迟滞比较电路将输入信号与参考信号比较，在本发明中，动态失调消除电路与迟
滞比较电路联合工作，在CLK1信号为高的半个周期中，动态失调消除电路对霍尔器件的失
调进行采样，此时动态失调消除电路的输出并不是正确的霍尔电压信号，故通过CLKl保持
迟滞比较电路保持输出不变，而当CLK1信号为低，CLK2信号为高时，经失调消除和放大后
的霍尔信号在迟滞比较电路中与参考电压进行比较。迟滞比较电路采用与动态失调消除电
路的同样的CLK1为时钟信号是本发明省掉采样保持电路和锁存器的关键。CLK1和CLK2
在电路中的设置位置产生选通作用，使得不同周期时霍尔电压的正负值不同，然后在动态
失调消除电路中可以将失调电压的部分减去，而保留霍尔电压的部分，本发明采用电流旋
转法来实现失调的消除。在电流旋转法中，霍尔器件的偏置电流在一个时钟周期内，也就是
CLK1或CLK2的周期内会有90度的变化，同时霍尔信号的输出端也会有90度的变化，其中
涉及到对四个开关管状态的控制，仅仅通过一个时钟信号无法实现，因此无论是本发明还
是传统的失调消除电路，都会用到两个时钟信号。CLK1和CLK2使得在不同时间段霍尔电压
的极性相反，而失调电压的极性相同，由于失调消除电路实现信号相减的作用，因此输出的
霍尔电压加倍，失调消除。同时将CLK1引入迟滞比较电路，传统的迟滞比较电路是没有时
钟信号的，本发明的这一点改进使得可以省掉采样保持电路从而节省可观的面积。 本发明的动态失调消除电路的原理与传统失调消除电路原理一致，但不同之处在
于对迟滞比较电路结构的改进使得动态失调消除电路与迟滞比较电路联合工作，省去了额
外的采样保持电路和锁存电路，简化电路结构，节省可观的芯片面积。
这样，本发明中的两个电路联合工作，信号的采样，失调的消除，迟滞比较在一个时钟周期内同时完成。而在如图1的传统结构电路中，霍尔信号经过采样和失调消除后会再一次进行采样保持，为保证采样的正确性，后续的采样保持电路会工作在更高的频率，增加了电路的复杂性，也影响了信号的连续性。同时可以看到本文所发明的电路结构不需要额外的锁存电路，也进一步降低了电路的复杂性。 此外对(9)式进行分析还可以看到本发明电路的另一个优点B。n仅与器件的材料和几何尺寸有关而与电源电压没有关系，因此即使在电源电压变化的情况下的该电路的开关情况也不会受到影响， 综上所述本发明的信号采样、失调消除和迟滞比较电路能大大简化整个芯片的电路复杂度，减少了采样保持电路、锁存电路和温度补偿电路，使得片上一体化传感器的体积、功耗、工作电压和成本得到了有效的控制。
权利要求
一种片上一体化微型集成磁传感器，其特征是由霍尔器件、动态失调消除电路、迟滞比较电路、逻辑控制与振荡器电路和H桥输出电路组成，霍尔器件、动态失调消除电路、迟滞比较电路和H桥输出电路依次连接；逻辑控制与振荡器电路提供由同一个时钟信号通过反相得到的两个互补时钟信号CLK1和CLK2；动态失调消除电路包括仪用放大器和采样电容，在时钟信号CLK1和CLK2控制下，霍尔器件的电压信号输入仪用放大器，CLK1信号为高时，动态失调消除电路对霍尔器件和仪用放大器的失调进行采样，CLK1信号为低时，霍尔信号输出至迟滞比较电路，迟滞比较电路为施密特触发电路，以CLK1为时钟信号，CLK1信号为高时，保持迟滞比较电路保持输出不变，CLK1信号为低时，动态失调消除电路的输出与迟滞比较电路的参考电压进行比较。
2. 根据权利要求1所述的一种片上一体化微型集成磁传感器，其特征是迟滞比较电路设有分压电阻，传感器的电源经分压电阻分压后得到迟滞比较电路的的参考电压。
3. 根据权利要求1或2所述的一种片上一体化微型集成磁传感器，其特征是逻辑控制与振荡器电路输出使能信号ENN、 ENP至迟滞比较电路，控制迟滞比较电路工作状态。
4. 根据权利要求1或2所述的一种片上一体化微型集成磁传感器，其特征是霍尔器件输出到动态失调消除电路的信号为全差分形式。
5. 根据权利要求3所述的一种片上一体化微型集成磁传感器，其特征是霍尔器件输出到动态失调消除电路的信号为全差分形式。
全文摘要
一种片上一体化微型集成磁传感器，由霍尔器件、动态失调消除电路、迟滞比较电路、逻辑控制与振荡器电路和H桥输出电路组成，逻辑控制与振荡器电路提供由同一个时钟信号通过反相得到的两个互补时钟信号CLK1和CLK2；动态失调消除电路包括仪用放大器和采样电容，在时钟信号CLK1和CLK2下，霍尔器件的电压信号输入仪用放大器，迟滞比较电路为施密特触发电路，以CLK1为时钟信号，CLK1信号为高时，保持迟滞比较电路保持输出不变，CLK1信号为低时，动态失调消除电路的输出与迟滞比较电路的参考电压进行比较。本发明电路性能的稳定性好，生产成本低，减少生产环节、测试环节，降低封装难度，适合大批量自动化工业生产。
文档编号G01R33/07GK101782634SQ201010112400
公开日2010年7月21日 申请日期2010年2月23日 优先权日2010年2月23日
发明者何书专, 徐跃, 李丽, 汪磊, 潘红兵, 赵茂 申请人:南京大学
专业数控铣床产品供应商
20年生产经验，实力工厂，精工品质，质量有保障
