专利名称：一种旋转变压器信号调理电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种旋转变压器信号调理电路。
背景技术：
旋转变压器是一种精度高、可靠性高、抗干扰能力强的角位置传感器，广泛应用于高精度伺服控制系统中，特别在高污染、强振动的恶劣环境中，如混合动力电动汽车电机控制系统中，具有其它传感器所不能比拟的优势。旋转变压器有三组绕组，一个为激励绕组，输入正弦激励信号hSin ω t，另外两个为输出绕组，分别输出包含角位置信息的正弦Vs和余弦信号V。，这两路信号为正弦激励信号的调幅信号，幅值分别按角位置θ的正弦和余弦规律变化，关系如下其中，EO为激励信号幅值，K 常数；目前有专用的芯片对旋转变压器的信号进行数字转换，如多摩川AU6802等，虽然专用芯片可以得到很高的位置精度，然而价格昂贵，造成系统成本过高，维护也不方便。 也有文献(TMS320F240DSP Solution for Obtaining Resolver Angular Position and Speed，德州仪器，spra605)提出，对Vs、V。信号进行AD采样，数字信号处理后，求得Vs、Vc 之商，再利用反正切得到位置角θ，这种方案存在一些不足，一方面，软件复杂，编程工作量大，实时性较差；另一方面，由于电路设计及芯片固有特性的影响，AD采样不可避免存在误差，特别是旋转变压器信号频率较高，一般在10k-20k之间，采样率需很高，且采样点很难精确控制在高频信号的波峰处，当采样点处于信号过零点附近时，因该时刻信号电压很低， 采样结果的相对误差很大，结果导致求解过程出现较大误差。在专利申请“旋转变压器数字转换器”(申请号200710175782. 2)提出采用相敏检测器的方法求出位置角，这种方案同样存在软件复杂，实时性较差的不足，特别对于高精度电机矢量控制系统，为达到良好的转速、力矩响应性能，每个PWM周期都需要得到实时的精确地位置角来完成坐标变换计算，实现位置解耦，运算量非常大，因此有必要提供一套新的旋转变压器数字转换方案以及与之配套的前端模拟电路。
实用新型内容本实用新型所要解决的技术问题是提出一种旋转变压器信号调理电路，该旋转变压器信号调理电路结构简单，成本低、易于实施。本实用新型的技术解决方案如下一种旋转变压器信号调理电路，由过零比较电路、整形电路和积分电路依次串接而成；所述的过零比较电路采用第一运算放大器，过零比较信号接第一运算放大器的正输入端，第一运算放大器的负输入端经第一接地电阻接地；第一运算放大器的输出端经第二接地电阻接地；整形电路为保护电阻的一端接第一运算放大器的输出端，保护电阻的另一端接二极管的负极以及NPN三极管的b极，二极管的正极接地；NPN三极管的c极接第二运算放大器的正输入端，NPN三极管的e极接地；第二运算放大器的正输入端和负输入端分别通过第一电阻和第二电阻接整形输入信号，第三电阻跨接在第二运算放大器的负输入端和输出端之间；积分电路为第四电阻的一端接第二运算放大器的输出端，第四电阻的另一端接第五电阻的一端即P点，第五电阻的另一端接第三运算放大器的正输入端；第三运算放大器的正输入端与地之间接有接地电容，第三运算放大器的输出端和P点之间接有积分电容，第三运算放大器的负输入端通过第六电阻接地；在第三运算放大器的负输入端和输出端之间接有第七电阻，第三运算放大器的输出端输出正弦信号。第一运算放大器、第二运算放大器和第三运算放大器均采用TL084型运算放大器。有益效果本实用新型硬件电路简单，基于通用运算放大器，成本极低。通过硬件电路得到高频调幅信号的包络线，可以降低采样速率，对采样时刻也没有严格的要求，采样相对误差�。馑憔忍岣撸帜？楸旧砘鼓芏愿咂档鞣藕胖锌赡艽嬖诘母扇判藕沤新顺徊教岣吡诵藕胖柿�。
图1是旋转变压器信号的数字转换方法的原理图。图2是旋转变压器信号波形示意图。图3是信号经整形后的波形示意图。图4是激励信号产生电路图；图5是本实用新型的电路图；图6是求解模块求解流程图。[0021]图7是角度区间划分示意图。图1中虚线sin θ、C0s θ为整形、积分后所得到的低频波形。图4、图5中运算放大器为通用运算放大器TL084，Q3为结晶型场效应管2Ν3370， Ql为NPN型三极管。
具体实施方式
以下将结合附图和具体实施例对本实用新型做进一步详细说明实施例1 本实用新包括过零比较�？椤⒄文？�、积分�？椋胫涮椎娜砑糠种饕ú裳？椤⒙瞬？榧敖馑隳？�。激励信号发生�？樘峁┬溲蛊鞯氖淙爰だ藕牛钡玫焦惚冉闲藕牛渭�4、图5，运放UlA引脚1输出正弦信号，经反向比例放大器UlB 调幅后作为激励信号从UlB引脚7输出输出，同时，运放UlA引脚1输出正弦信号经R7作为过零比较信号输至过零比较器U2B引脚5，经过零比较器U2B引脚7产生一个开关信号， 整形�？槔霉惚冉掀鱑2B输出的开关信号控制三极管Ql的导通和截止，使U2C工作于反向或同向放大状态，将图2所示旋转变压器输出信号Vs、Vc进行部分翻转，得到整形后的信号波形，见图3。整形后的信号输入到积分�？椋帜？榛趾螅涑龅推档恼�、余弦信号，分别对应于高频调幅信号包络线，亦即对应于sin θ、cos θ。以上过程由硬件电路完成，软件处理过程如下参见图6积分�？槭涑龅牡推嫡�、 余弦信号经AD采样和数字滤波，输入到解算单元，然后进行DSP快速除法计算，最后利用查表及差值法对商进行反正切计算，结合sine、cos θ的正负及绝对值大小关系判断θ所处的角度区间S，最终综合反正切求得的角度值及S，得到位置角θ输出。参见图1，激励信号发生�？�1产生一正弦信号，即图2中的“激励信号”。激励信号发生�？榈缏吩硗疾渭�4，是一个振荡电路信号发生器，R2、C2与Rl、Cl组成RC串并联阻容网络作为振荡电路选频电路，取Rl = R2 = R，C1 = C2 = C，振荡电路频率f = 1/ (RC)，取R = lk，C = lOnF，得到信号频率为10k，经过一级比例放大得到激励信号。将激励信号施加到旋转变压器的激励绕组之上，随着旋转变压器转子的旋转，从旋转变压器输出两路调幅信号，如图2中所示的“Vs”和“Vc”。两路信号处理电路相同，此处以正弦信号Vs为例，见图5，过零比较信号(与激励信号相位差180° )经过过零比较器，得到一个开关信号输入到整形�？椋饔糜赒l的基极，模拟开关Ql在开关信号的控制下对Vs进行整形，当开关信号为正时，Ql导通，U2C处于反向放大状态，Vs被反向后输出， 当开关信号为负时，Ql截止，U2C处于正向放大状态，Vs波形保持并输出，最终整形�？槭涑龆说玫降玫饺缤�3所示整形波形。整形后的信号经积分�？榛郑玫降推档恼�、余弦信号，如图1中所示虚线sin θ ,cos θ。低频正、余弦信号送至采样�？榻蠥D采样转换，转换结果输入数字滤波�？椋致瞬ń徊饺コ扇判藕牛玫骄返恼�、余弦值。滤波后的正、余弦值送至解算单元，得到位置角精确值后送到输出�？�。解算流程见图6，解算过程的除法采用了 TI DSP的SUBC指令，实现了基于Q格式的定点减法模拟的浮点除法运算，大大提高了实时性能，SUBC指令只支持无符号数且被减数(对应被除数)必须不大于减数(对应除数)，因此，快速除法指令只能对sin θ、C0s θ 的绝对值进行运算，实际计算中，被减数(对应被除数)还必须为sin θ ,cos θ中的较小者 (sine =cos θ时，可选取其中任意一个，本方案取cos θ)，故快速除法运算得到的商大于等于0且小于等于1，对该商进行反正切得到的角度值小于η /4。综上所述，AD采样得到的数据需进行预处理。因芯片AD只能接受非负的电压信号，外围电路必须对交流信号进行正偏移后才能输入到芯片AD采样引脚，故第一步须将AD 采样到的正偏移过的正、余弦数字量进行对应负偏移，与原始的正负变化的交流信号对应。 第二步将0 2 π的范围共划分为四个象限，8个角度区间，见图7，图中的1-8即为角度区间S的值，每象限的前π/4为一个区间，后π/4为另一个区间，然后可根据根据正、余弦信号的正负及其绝对值的大小判断位置角θ所处的角度区间，以第一象限为例，如果正、 余弦信号皆为正，则位置角处于第一象限，此前提下如果正弦值大于余弦值则θ e (π/4， 31/2)，3 = 2，反之3 = 1，两者相等则θ等于π/4，S = 1(或者S = 2)，其它情况以此类推。S= 1时，反正切求得的角度为θ，S = 2时，反正切求得的角度实际为θ的余角。第三步，求得S之后，将正、余弦取绝对值并定标，若正弦幅值为2V，则可以把2V看作一个单位量，把所有电压值单位化后，则可用1表示最大正电压+2V，而-1表示最小负电压-2V，信号在1和-1之间变化。单位化后则按Q15格式定标，用定点数据来表示浮点数，大大加快了运算速度。Q15格式，即对16位的二进制数，用最高位作为符号位，低15位表示绝对值的大�。虻ノ换淖畲笳缪�1表示为0111111111111111，对应十进制的0. 9999695，利用 SUBC条件减指令完成除法运算，得到商为q，然后根据q进行1 点反正切表的查表并进行差值计算，得到一个精确的角度值ζ，ζ小于或等于η/4，最后根据角度区间S及ζ求得θ 的最终精确值。此处仍以θ处于第一象限为例，解算逻辑如下χ = |sin θ I，y = |cos θif (χ < y)then(q = x/y, s = 1)else(q = y/x, s = 2)ζ = atan ( 二 q)if (s = l)then θ = zelse if (s = 2) then θ = ζ+ π /4......同时解算单元利用前一次求得的θ和当前所求的θ间的变化还可以同时计算出旋转变压器转子的旋转方向和旋转角速度。因为本方案所采用的旋转变压器输出信号硬件处理电路本身具有较好的滤波降噪的功能，AD采样速率可根据实际应用作调整，以电机控制系统为例，考虑到应尽量减少软件开销，可根据开关频率来调整采样速率，采样速率等于开关频率即可，满足应用需求且没有造成不必要的开销，本方案采用的采样速率为8K/s。图4电路中电阻、电容参数如下Cl 0. 1 μ ；R1，R2，R5:1K;R4，R6:10K;R7， R8 :2K ；R9，R10:10K;PI, P2，P3 可变电阻(100K, 10K, 10K)；单位为欧姆。图5电路中电阻、电容参数如下Rll, R12, R13, R14, R15, R16, R17, R18 IOK ；R19, R20 200K ；C3, C4 0. Olu0
权利要求1.一种旋转变压器信号调理电路，其特征在于，由过零比较电路、整形电路和积分电路依次串接而成；所述的过零比较电路采用第一运算放大器，过零比较信号接第一运算放大器(U2B)的正输入端，第一运算放大器的负输入端经第一接地电阻(Rll)接地；第一运算放大器(U2B) 的输出端经第二接地电阻(R12)接地；整形电路为保护电阻(R13)的一端接第一运算放大器(U2B)的输出端，保护电阻 (R13)的另一端接二极管(Dl)的负极以及NPN三极管Oil)的b极，二极管(Dl)的正极接地；NPN三极管Oil)的c极接第二运算放大器(U2C)的正输入端，NPN三极管Oil)的e极接地；第二运算放大器(U2C)的正输入端和负输入端分别通过第一电阻(R15)和第二电阻 (R14)接整形输入信号(Vs)，第三电阻(R16)跨接在第二运算放大器(U2C)的负输入端和输出端之间；积分电路为第四电阻(R17)的一端接第二运算放大器(U2C)的输出端，第四电阻 (R17)的另一端接第五电阻(R18)的一端即P点，第五电阻(R18)的另一端接第三运算放大器(U2A)的正输入端；第三运算放大器(U2A)的正输入端与地之间接有接地电容(C4)，第三运算放大器(U2A)的输出端和P点之间接有积分电容(C3)，第三运算放大器(U2A)的负输入端通过第六电阻(R19)接地；在第三运算放大器(U2A)的负输入端和输出端之间接有第七电阻(R20)，第三运算放大器(U2A)的输出端输出正弦信号。
2.根据权利要求1所述的旋转变压器信号调理电路，其特征在于，第一运算放大器 (U2B)、第二运算放大器(U2C)和第三运算放大器(U2A)均采用TL084型运算放大器。
专利摘要本实用新型公开了一种旋转变压器信号调理电路，其特征在于，由过零比较电路、整形电路和积分电路依次串接而成。该旋转变压器的前端模拟电路结构简单，成本低、易于实施。
文档编号G01D3/036GK202083398SQ20112012145
公开日2011年12月21日 申请日期2011年4月22日 优先权日2011年4月22日
发明者冯坤, 胡良军, 黄伟 申请人:长丰集团有限责任公司
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