专利名称：用于同时接收gps和glonass信号的系统的模拟前端的制作方法
技术领域：
本发明涉及便于位置确定的卫星系统，尤其涉及允许来自GPS和GL0NASS(格洛纳斯)卫星系统的卫星同时提供实时位置确定的系统和方法。相关技术GPS (全球定位系统)是由美国开发和运作的基于无线电的卫星系统。GPS在1995年变得全面运转。为了提供全球覆盖，GPS使用24到32颗卫星。假定最小数目的24颗卫星，有4颗卫星部署在6条轨道中的每一条轨道中。这6个轨道平面的升交点间隔60度。在该配置中，在任何时间从任何给定点应当最少有6颗卫星在视野中。所有GPS卫星在1575MHz上发射，其中接收机可区分来自不同卫星的信号，因为每个信号是用对于每个卫星唯一的1023个“码片”的高速率伪随机(PRN)序列来编码的。这些码片也被称为粗略捕获(CA)码，且连续地重复以允许接收机的搜索引擎标识可用于位置确定的卫星。例如，GPS具有1023码片/ms的码片率。CA相位是指在重复的CA码内的位置，且也可用于确定视野中的卫星。取决于接收机中的纠错，GPS可提供Icm到15米之间的定位准确度。GLONASS (全球导航卫星系统)是由前苏联开发且现在由俄罗斯运作的基于无线电的卫星系统。从2009年起，GLONASS具有全球覆盖。为了提供该全球覆盖，GLONASS包括24颗卫星，其中21颗卫星可用于发射信号而3颗卫星可用作备用。这24颗卫星部署在3条轨道中，每条轨道有8颗卫星。这3个轨道平面的升交点间隔120度。在该配置中，在任何时间从任何给定点应当最少有5颗卫星在视野中。所有GLONASS卫星发射相同的标准精度(SP)信号，但每颗卫星在不同频率上发射。具体而言，GLONASS使用以1602. OMHz为中心的15信道FDMA (频分多址)。因此，每颗卫星在1602MHz+(NxO. 5625MHz)上发射，其中N是频率信道号(N=_7，-6，-5，...5,6)。GLONASS具有511码片/ms的码片率。GLONASS可提供5_10米内的水平定位准确度、以及15米内的垂直定位准确度。随着GLONASS卫星的出现如今可用于提供位置信息，期望具有包括使用GPS和GLONASS信号两者进行位置确定的能力的系统。目前的系统包括用于每种信号的分开的接收路径。例如，由Gradincic等人于2006年10月30日提交(且于2007年5月3日公开)的美国公开2007/0096980描述了包括多个独立信号路径的RF接收机，每个信号路径包括分开的IF和基带下变频器。每个信号路径通过选择外部IF滤波器被调谐到的具体IF频带。因此，出现了对用于接收GPS和GLONASS信号两者的系统和方法的需要，该系统和方法使组件最少化同时允许两组信号都用在位置确定中，藉此改善位置准确度。发明概述提供了一种用于接收GPS信号和GLONASS信号两者 的接收机。该接收机包括模拟前端(AFE);用于接收AFE的输出的GPS数字前端(DFE)和GLONASS DFE ;以及用于接收GPS和GLONASS DFE的输出的双模接口(DMI)。提供了各自接收DMI的输出的搜索引擎和跟踪引擎。值得注意的是，AFE的某些前端组件被配置成处理GPS信号和GLONASS信号两者。配置成处理GPS和GLONASS信号两者的示例性前端组件可包括低噪声放大器(LNA)和单个混频器组(即，单个I/Q混频器对)。在一个优选实施例中，前端组件可包括单个本地振荡器(LO)。该LO可被调谐,或者静态地或者动态地调谐。AFE可包括GPS多相滤波器和GLONASS多相滤波器。在一个实施例中，LO频率以及GPS多相滤波器和/或GLONASS多相滤波器的滤波器中心频率可以是可调谐的(静态地或动态地)。在该配置中，LO可用整数N合成器或分数N合成器来实现。在另一实施例中，GPS和GLONASS多相滤波器的通带可选择为正频率和负频率之一(静态地或动态地)。在又一个实施例中，GPS和GLONASS多相滤波器中每一者的滤波器带宽可以是可调谐的(静态地或动态地)。在一个实施例中，这些滤波器的多相函数可以被切换，由此将多相滤波器转换成标准中间频率(IF)滤波器。在一个实施例中，LO的频率可被设置在GPS和GLONASS频率之间。例如，在优选实施例中，LO的频率可被设置成使得GPS IF低于GLONASS IF。在一个实施例中，LO频率可被用于优化GPS信号。具体而言，当LO的频率约为1581. 67MHz时，GPS信号的所得IF频率约为6MHz。经下变频的GPS信号占用该IF周围的有限频带，例如4到8MHz。一般而言，若经下变频的信号频谱着陆于I到6MHz之间的频带中，则该IF足够高以避免DC偏移和1/f噪声，但又足够低以使滤波器性能最大化。因此，在该配置中，GPS滤波器的优化有效地被赋予高于GLONASS滤波器的优先级。GPS DFE可包括低通滤波器(LPF)和复用器。LPF可以对AFE的输出信号进行滤波和抽取。复用器可选择AFE的输出信号或LPF的输出信号。在一个实施例中，当AFE的输出信号为64MHz时，复用器可选择LPF的输出，其中LPF包括生成32MHz信号的2:1抽取器。GPS DFE还可包括带通滤波器，用于从复用器的输出信号滤除干扰。GPS DFE可进一步包括至少一个毛刺估计消去(SEC)块，用于从复用器的输出信号消去已知的毛刺频率。每个SEC块可包括数控振荡器(NC0)，用于基于采样生成毛刺的相位，该采样是毛刺频率/模数转换器(ADC)频率。sin/cos表可基于由NCO提供的相位生成4象限相量。共轭乘法器可将该4象限相量的共轭与AFE的输出信号相乘。求和块可在较大块大小上对共轭乘法器的结果取平均。复数乘复数乘法器可将来自求和块的倒卸值与该4象限相量相乘。加法器可将AFE的输出信号与复数乘复数乘法器的实数结果相加以生成SEC块输出。
GPS DFE可进一步包括用于执行累加器功能的DC估计和消去块，该累加器功能由采样计数规范化。DEC的输出信号可有利地包括分数比特以减小量化误差。GPS DFE可进一步包括数字混频器，用于将中间频率(IF)信号转换成基带信号。该数字混频器可有利地在转换之后提供大于最大多普勒频率的残留频率偏移。在一个实施例中，该数字混频器具有单路径输入、双路径(I/Q)输出配置。GPS DFE可进一步包括接收该数字混频器的输出信号的积分及倒卸(ID2)块。在一个实施例中，该ID2块包括生成16MHz信号的2:1抽取器。GPS DFE可进一步包括量化器块，其将ID2块的输出信号转换成符号比特和幅度比特。量化器可将符号和幅度比特组合成与旧式设备兼容的2比特格式。值得注意的是，可将幅度比特与阈值作比较，阈值基于包括相对于GPS DFE输出处的最大功率的期望信号功率、和相对于量化器输入处的最大功率的期望信号功率在内的参数。GLONASS DFE可包括至少一个用于消去已知毛刺频率的毛刺估计消去(SEC)块、数字混频器、LPF和量化器。在一个实施例中，该SEC块、数字混频器和LPF可与为GPS SEC块 提供的那些基本相同。该量化器块也与用于GPS DFE的量化器块基本相同，除了阈值可基于包括相对于GLONASS DFE输出处的最大功率的期望信号功率、和相对于量化器输入处的最大功率的期望信号功率在内的参数。该接收机可有利地包括自动增益控制(AGC) ±夹，其中AGC块的至少一些部分提供对应用于GPS信号和GLONASS信号两者的增益的共同控制。在一个实施例中，该增益与低噪声放大器(LNA)相关联。提供AGC可包括优化GPS信号路径中的增益，并随后调节GLONASS信号路径中的增益。具体地，对于AFE，提供AGC可包括初始化GPS专用放大器、GLONASS专用放大器、以及共享GPS/GL0NASS放大器。随后，GPS专用放大器和共享GPS/GL0NASS放大器的增益可使用GPS DFE的输出来校正。继GPS AGC锁定之后，GLONASS专用放大器的增益可使用GLONASS DFE的输出来校正。在一个实施例中，校正GPS专用放大器和共享GPS/GLONASS放大器的增益以及校正GLONASS专用放大器的增益可由接口计数器设备(I⑶)来执行。值得注意的是，GPS DFE和GLONASS DFE的输出可以是量化输出，其中仅计数幅度比特。在一个实施例中，ICD可通过测量接收机中的其他量化输出来调试。一种操作该接收机的方法可包括使用相同的搜索引擎来处理GPS信号和GLONASS信号。值得注意的是，搜索引擎可执行相干积分和非相干积分两者，并将所得最大输出值发送给软件以进行捕获确定。该接收机可进一步包括配置成从双模接口接收GPS专用信号的GPS预相关噪声估计器，以及配置成从双模接口接收GLONASS专用信号的GLONASS预相关噪声估计器。注意，该GPS预相关噪声估计器和GLONASS估计器可与任何训练引擎分开。GPS和GLONASS预相关噪声估计器各自可包括第一积分及倒卸块，以移除传入信号的I和Q分量两者的带外噪声。绝对值块可提供来自第一积分及倒卸块的输出的绝对值。加法器可将绝对值块的输出相加。第二积分及倒卸块可处理该加法器的输出并生成噪声估计输出。GPS和GLONASS预相关噪声估计器各自可进一步包括计数每次倒卸的计数器。注意，GPS预相关噪声估计器的绝对值块和加法器的位宽可与GLONASS预相关噪声估计器的绝对值块和加法器的位宽不同。该接收机的抽头生成器可包括移位寄存器、5个复用器、以及控制电路。移位寄存器可被配置成在有新码片生成时进行移位。移位寄存器中的每个寄存器可存储不同的码片，其中，中间寄存器可提供准时代码。每个复用器可被配置成选择由移位寄存器存储的码片之一，并能输出噪声(N)代码、很早(VE)代码、早(E)代码、晚(L)代码、或很晚(VL)代码。控制电路可控制这5个复用器。在一个实施例中，控制电路可包括5个加法器和5个向下取整块。每个加法器可将抽头N、抽头VE、抽头E、抽头L或抽头VL的相对抽头间距(RTS)与截短的代码相位相加。每个向下取整块可被配置成将由这5个加法器生成的5个总和之一向下取整，并生成用于这5个复用器之一的控制信号。接收机可被校准，以使得接收机中的滤波器的延迟被校正，从而导致GPS和GLONASS信号的等待时间是相等的。在一个实施例中，校正可针对AFE进行，例如在表面声波(SAW)滤波器中。在一个实施例中，温度传感器可用于确定何时需要校准和/或调节校正量。滤波器可包括中间频率(IF)滤波器。在一个实施例中，校准信号可用于计算要校正的延迟差。该校正可在DFE中进行，例如在基带滤波器中。在一个实施例中，该校正可使用
实况GPS信号来执行。在一个实施例中，校准IF滤波器可包括将IF滤波器与接收机的任何在前组件断开连接。此时，可生成复数频调以输入到IF滤波器。该复数频调可被IF滤波器滤波。所得经滤波信号可传播通过IF滤波器之后的组件，包括模数转换器(ADC)。ADC的输出和该复数频调可被相关。随后可基于该相关生成延迟校准值。该延迟校准值可用于校准IF滤波器。在一个实施例中，校准接收机的数字处理链可包括为数字处理链的多个数字组件构建查找表(LUT)。LUT可包括按模数时钟循环测量的每个数字组件的等待时间。在一个实施例中，当检测到接收机输入处的强干扰时，信号可被消隐。消隐可由接收机中的低噪声放大器(LNA)的峰值检测器、与该接收机共存的蓝牙系统的发射指示器、WiFi系统的发射指示器、和/或蜂窝电话的发射指示器控制。在一个实施例中，峰值检测器和至少一个这些发射指示器可具有使能/禁用特征。消隐可应用于AGC、跟踪通道、和搜索引擎中的至少一者。在一个实施例中，可从仅GPS模式、GPS和GLONASS固定模式、以及GPS和GLONASS动态模式之一选择工作模式。GPS和GLONASS固定模式使GPS和GLONASS总是开启，而GPS和GLONASS动态模式使GPS和GLONASS中的一个总是开启，而另一个系统基于预定条件开
启O在一个实施例中，可提供用于接收机的停用电路。(I)在不需要来自第一系统的相应信号时，或(2)在单单来自第二系统的信号提供准确的位置确定时，停用电路可停用第一系统(即，GPS或GLONASS)的专用电路。该停用电路可由导航引擎控制。附图简述图I解说了用于接收和解码GPS和GLONASS两者的信号的示例性接收机。图2A解说了图I的接收机的示例性模拟前端。图2B解说了图I的接收机的另一示例性模拟前端。图3A-3F解说了本地振荡器(LO)频率相对于给定的GPS和GLONASS频率的各种位置、以及这些LO频率在混频之后的效果。图4解说了用于GPS的示例性数字前端(DFE)。
图5解说了用于GPS DFE的示例性低通滤波器(LPF)。图6解说了用于GPS DFE的示例性带通滤波器(BPF)。图7解说了用于GPS DFE的示例性毛刺估计和消去(SEC)块。图8解说了用于GPS DFE的另一示例性SEC块。图9解说了用于GPS DFE的示例性DC估计和消去(DEC)块。
图10解说了用于GPS DFE的示例性数字混频器(DM)。图11解说了用于GPS DFE的示例性积分及倒卸(I&D)组(ID2)。图12解说了用于GPS DFE的示例性2位量化器。
图13A-13F解说了 64MHz的ADC频率和6MHz的IF频率的示例性仿真结果。图14A是示出对于不同信号功率的SE检测概率(Pd(%))相对于毛刺功率电平的标绘。图14B是示出对于4个不同信号功率电平的SE检测概率(Pd(%))相对于毛刺频率的标绘。图14C是示出对于不同毛刺的SE检测概率(Pd(%))相对于信号功率(信号指示符)(dBm)的标绘。图14D是示出SE检测概率(Pd(%))相对于毛刺频率误差(Hz)的标绘。图15 解说了示例性 GLONASS DFE。图16解说了用于GLONASS DFE的示例性SEC块。图17解说了用于GLONASS DFE的示例性DM。图18解说了用于GLONASS DFE的示例性LPF。图19解说了可控制图I中所示的接收机的组件的停用电路。图20解说了包括多个芯片的位置确定系统。图21解说了 GPS DFE操作和GLO DFE操作的示例性时序图。图22解说了示例性GPS AGC操作。图23解说了示例性GLONASS AGC操作。图24解说了示例性双模接口(DMI )。图25解说了 DMI的示例性信道选择混频器。图26解说了示例性搜索引擎。图27解说了示例性GPS代码生成器。图28解说了示例性GLONASS代码生成器。图29解说了示例性GLONASS数据序列生成。图30解说了示例性代码跟踪环路，以及图31解说了代码跟踪环路和跟踪引擎之间的示例性接口。图32解说了示例性跟踪引擎。图33解说了预相关噪声估计器的示例性位置。图34解说了示例性GPS预相关噪声估计器。图35解说了示例性GLONASS预相关噪声估计器。图36和37分别解说了预相关噪声估计器(即，GPS预相关噪声估计器或GLONASS预相关噪声估计器)和常规的噪声抽头估计器的估计噪声功率对时间的示例性仿真图。
图38解说了支持高级双A代码鉴别器的示例性6抽头生成器。图39解说了用于图38中所示的6抽头生成器的示例性代码数控振荡器(NC0)。图40解说了用于补偿多相滤波器中的不同等待时间的图2A中所示的AFE的示例性校准配置。图41解说了用于图40中所示的校准配置的示例性相关器。图42解说了来自GPS DFE的示例性组件以及双模接口的可造成等待时间的GPS用组件。图43解说了来自GLONASS DFE的示例性组件以及双模接口的可造成等待时间的GLONASS用组件。
图44解说了用于组合多个控制信号以生成消隐使能信号的示例性电路。图45解说了在蓝牙中使用的示例性HV3传输。图46解说了用于接收消隐使能信号并生成ICD有效信号的示例性电路。附图的详细描述描述了能够接收GPS和GLONASS信号两者的接收机。该接收机可有利地被配置成共享组件，藉此显著地缩减接收机大小。该接收机还可有利地允许这两组信号同时用在位置确定中，藉此改善接收机的位置准确度。接收机概览图I解说了用于接收和解码GPS和GLONASS两者的信号的示例性接收机。在一个实施例中，接收机可包括两芯片(即，集成电路)解决方案，例如，RF芯片110和基带芯片
111。RF芯片110可包括模拟前端(AFE) 101、用于GPS的数字前端(DFE_GPS) 102A、用于GLONASS 的 DFE (DFE_GL0 102B)、以及复用器(MUX) 103。AFE 101输出对应于收到GPS信号的在32或64MHz上的模数转换器(ADC)信号，并输出对应于收到GLONASS信号的在64MHz上的ADC信号。DFE_GPS 102A和DFE_GL0 102B的DFE输出皆是以16MHz被采样的。MUX 103可将这两个输出复用成32MHz以在RF芯片110的输出处生成单个信号，藉此节省该芯片的管脚。基带芯片111可包括双模接口 104、多个搜索引擎105A、以及多个跟踪引擎105B。双模接口 104可接收MUX 103的输出并生成用于搜索引擎105A (例如，在16MHz上)以及用于跟踪引擎105B (例如，在8MHz上)的信号。在一个实施例中，基带芯片111可用执行这些功能的标准芯片来实现。模拟前端图2A解说了包括接收信号(GPS和/或GLONASS)的低噪声放大器(LNA) 201的示例性AFE。表面声波(SAW)滤波器202可接收LNA 201的输出并提供带通滤波。缓冲器203可接收SAW滤波器202的输出并将其缓冲的信号提供给单个混频器组(即，单个I/Q混频器对)204，其中组204的一个混频器还接收来自本地振荡器的cos (余弦)信号而组204的另一个混频器还接收来自本地振荡器的sin (正弦)信号。这些混频器输出由电流至电压块(I2V)205从电流模式转换成电压模式，且随后被提供给多相滤波器(PPF)206A和206B。注意，PPF 206A和206B具有复输入(I/Q)，通常移除镜像信号，并具有实输出(I)。电压增益放大器(VGA) 207A和207B分别接收PPF 206A和206B的输出。模数转换器(ADC) 208A和208B (例如，两个8位ADC)分别接收VGA 207A和207B的输出，并随后将信号提供给DFE-GPS 102A和DFE_GLO 102B (出于图2A中的上下文而示出)。因此，在上述配置中，GPS和GLONASS共享前端接收机路径，即LNA 20USAff滤波器202、缓冲器203和混频器组204。然而，在混频器组204之后，GPS和GLONASS使用不同的PPF、AGC和ADC。在一个优选实施例中，单个本地振荡器(LO) 220可用于生成用于混频器组204的COS和Sin信号两者。在一个实施例中，LO 220的RF频率可被设置成获得GPS和GLONASS信号的预定IF频率。例如，参照图3A，LO的RF频率302可被设为1581. 67MHz，其在1575. 42MHz处的GPS频率301与1601. 72MHz处的GLONASS频率303之间。在混频器组204之后，所得GPS和GLO IF频率将分别为6. 25MHz (312)和20. 05MHz (313)，如图3B中所示(出于上下文示出DC 311)。在图3C中示出的另一个实施例中，LO RF频率304可被设为1585MHz。在这种情形中，在混频器组204之后，GPS和GLO经混频频率分别为IOMHz (314)和16MHz (315)，如图3D中所示。注意，随着LO频率移动至更靠近GLONASS频率，所得GPS和GLONASS IF频率更 A+-.、r—罪近。在图3E中示出的又一个实施例中，LO RF频率304可被设为GPS频率301与GLONASS频率303之间的中间频率。在这种情形中，在混频器组204之后，GPS经混频频率316和GLONASS经混频频率317在大约13_14MHz处交迭，如图3F中所示。注意，该设置产生GLONASS的最低IF频率。值得注意的是，LO频率的设置可影响用于GPS或GLONASS的滤波器实现(例如，对于多相滤波器206A和206B)。具体而言，将LO的频率设置得较高(例如，使用频率304而非频率302)可使得GPS滤波器(即，多相滤波器206A)实现起来较昂贵且较困难，而GLONASS滤波器(即，多相滤波器206B)实现起来较便宜且较容易。另一方面，将LO频率设置得较低(例如，使用频率302而非频率304)可使得GPS滤波器实现起来较便宜且较容易，而GLONASS滤波器实现起来较昂贵且较困难。注意，在LO频率305的情形中，多相滤波器206A和206B可基于正或负频率来区分GPS和GLONASS信号。S卩，尽管图3F指示这些信号看似交迭，但GPS信号实际上是负频率，而GLONASS信号实际上是正频率。因此，多相滤波器206A和206B可具有用于GPS和GLONASS信号的经调整滤波器带宽(参见用于GPS的点划线和用于GLONASS的双点划线)。然而，注意该LO设置可能潜在地导致I/Q失配，这进而可能导致信号耦合到另一信号路径。此信号耦合可能显著降低接收机性能。注意，通过使用LO频率302或LO频率304，多相滤波器206A和206B也可有利地被调整成用于GPS和GLONASS带宽(参见图3B和3D中用于GPS的点划线和用于GLONASS的双点划线)。此外，其IF频率间隔可减轻I/Q失配，藉此确保较好的接收机性能。然而，注意，在存在I/Q失配的情况下，该LO设置可能导致Glonass和GPS路径之间的信号耦合。在优选实施例中，LO频率302被用于优化GPS信号。具体而言，GPS信号的理想IF频率在大约l-6MHz之间，其足够高以避免DC偏移和1/f噪声，但足够低以使滤波器性能最大化。在一个实施例中，多相滤波器106A的优化可被赋予高于多相滤波器106B的优先级。例如，LO频率302可提供低GPS IF频率，由此确保低成本、易于实现的GPS滤波器，同时不会使GLONASS滤波器实现起来太昂贵或太困难。还注意到，图3B中所示的滤波器带宽是明显分开的，且因此可提供比图3D中所示的更好的接收机性能。
在一个实施例中，LO频率和多相滤波器中心频率两者可被调谐。该调谐可有利地用于避免毛刺和/或适应不同的晶体基准频率。该调谐特征允许L0220用具有任意晶体频率的整数N合成器来实现。整数N合成器具有实现简单且相位噪声最小的优点。在一个实施例中，LO和多相滤波器中心频率的调谐可在正常接收机操作期间动态地执行。在另一个实施例中，多相滤波器带宽也可以是可调谐的。该带宽调谐可有利地允许考虑干扰抑制与灵敏度之间的折衷以优化接收机性能。例如，如果使带宽较宽，则对期望信号的衰减非常�。市砹烁喔扇�。另一方面，如果使带宽较窄，则干扰被最小化，但期望信号可能被部分地衰减。该滤波器带宽调谐可以静态或动态方式执行。在一个实施例中，每个多相滤波器的通带可被选择为正频率或负频率。例如，在一个实施例中，GPS多相滤波器通带可被切换到正频率(且GL0NASS多相滤波器极性可被切换到负频率)。此类切换可用于避免否则将干扰GPS和GL0NASS信号之一的毛刺。该通带选择可以静态或动态方式执行。注意，如果不通过多相滤波执行滤波，例如，若使用常规的IF滤波器，则滤波器带 宽可被调节到较宽的信号(即，GL0NASS信号)(仅点划线)。常规的IF滤波器配置可比多相滤波器配置更简单。此外，常规的滤波器配置与多相滤波器相比可节省功率。然而，常规的滤波器配置也可能容易受增加的I/Q失配所影响，且由此受不期望的信号耦合所影响。此夕卜，通过使用常规的滤波器配置，可能发生一些信噪比(SNR)降级(例如，在3dB的数量级上)。图2B解说了 AFE 101'的另一个示例性实施例。在该实施例中，I2V块205被消除，且混频器组204被混频器组210A和210B取代。在该配置中，每个混频器组的混频器被直接提供给其相应的PPF。注意，LO 220仍可被提供给混频器组210A和210B中的每个混频器。AFE 101'可比AFE 101 (图2A)提供更好的线性性和噪声性能。然而，AFE 101具有较低负载的LNA 201，这可潜在地提供较高增益。在一个实施例中，GPS自动增益控制(AGC)块2006A和GLO AGC块2006B (片外，出于上下文而示出)可分别接收来自DFE_GPS 102A和DFE_GL0102B的输入。在一个实施例中，AGC输入可以是来自DFE的16MHz复数(I/Q) 2比特采样。GPS AGC 2006A控制缓冲器203,PPF 206A 和 VGA 207A 的增益。相反，GPS AGC 2006B 控制 PPF 206B 和 VGA 207B 的增
MoGPS 数字前端(DFE)常规的GPS接收机一般使用I位或2位ADC，其是足够的，因为收到GPS信号通常在热噪声本底以下。例如，在有典型的模拟滤波器的情况下，热噪声功率大约为-IlOdBm,而GPS信号的收到功率为-130dBm及以下。在这种情形中，只要由ADC引入的量化噪声与热噪声相比是可忽略的，总体性能就不会降级。如上所述，假定在ADC输入处仅存在GPS信号和热噪声。然而，若在ADC输入处还存在干扰信号，则必须分配一些ADC动态范围给干扰以避免严重限幅。因此，期望信号的大小更�。伊炕肷喽杂谌仍肷黾樱⑶倚阅芙导丁Ｔ谑导适褂弥校灯妆凰欣嘈偷腞F信号填充，其中一些RF信号与受保护GPS频带相距仅数十MHz。此外，芯片中的数字时钟的RF泄漏或谐波可能看起来非�？拷麲PS频带或甚至在GPS频带中。遗憾的是，使ADC输入处的信号无干扰在模拟电路设计中是高成本的且消耗相当多功率和面积。根据改进的AFE的一个实施例，模拟设计要求可以放宽。具体而言，可以使用多位ADC (例如，每个ADC 208A和208B的8位实现，图2A)，藉此允许一些干扰通过。该干扰随后可被数字地抑制。值得注意的是，该实现在商业是是优选的，因为与AFE相比，DFE较小且功率较低。此外，与AFE相比，DFE随着集成电路技术持续收缩至更小的几何形状而更好地缩放。一般而言，DFE可被表征为位于ADC与基带�？榈钠溆嗖糠种洹４撕竺枋龅腄FE可被配置成移除一个或更多个毛刺、DC偏移、以及阻挡物。在一个实施例中，DFE可将多比特输入减少为2比特输出。值得注意的是，输出位宽可被截短为标准数目的ADC比特，从而可维持核心数字电路的面积和功率。 图4解说了示例性DFE_GPS 102A (图1)，其可包括低通滤波器(LPF) 402、复用器(MUX) 403、带通滤波器(BPF) 404、毛刺估计和消去(SEC)块405-406、DC估计和消去(DEC)块407、数字混频器(DM) 408、积分及倒卸抽取块409、以及量化器410。在一个实施例中，BPF 404、SEC 405 和 406、DEC 407 和 DM 408 可在 32MHz 和 64MHz ADC 模式两者中在 32MHz上运行。在DFE_GPS 102A的该实施例中，MUX 403可接收来自ADC 208A (出于上下文示出)和LPF 402 (其从ADC 208接收其输入)的输入，并且可将输出提供给带通滤波器(BPF)404。注意，ADC采样频率可在32或64MHz (两种工作模式)上运行以避免混叠。当ADC 208在64MHz上运行时，LPF 402可用于抑制25_27MHz上的镜像。在一个实施例中，LPF 402中的2:1抽取器可将时钟降低至32MHz。相反，当ADC 208在32MHz上运行时，可使用MUX 402将LPF 402旁路掉。在任一种情形中，BPF 404 (在32MHz上运行)可滤除干扰。在一个实施例中，LPF 402可被实现为固定系数7抽头滤波器(在图5中更详细地示出)。LPF 402可被配置成在64MHz至32MHz抽取之前将25_27MHz (对于IF=5_7MHz)处的镜像抑制30dB。图5解说了示例性LPF 402，其包括菊花链式的多个寄存器501 (I)-501 (6)以及多个乘法器502 (0) -502 (6)，其中至每个寄存器的输入也被提供给其相关联的乘法器(例如，至锁存501 (5)的输入也被提供给乘法器502 (5))。乘法器502 (0) -502 (6)还分别接收滤波器系数H(0)-H(6)。在一个实施例中，滤波器系数可以是固定的并且关于中心抽头对称。乘法可通过比特移位和加法来实现。每个抽头(即，每个混频器)的输出被提供给求和块503，其进而生成输出504。注意，由于2:1抽�。�2个输出采样中的仅一个需要被计算。抽取可通过将滤波器系数拆分成两组(两相)而发生在输入处。图6解说了示例性BPF 404，其包括菊花链式的多个寄存器601 (I)-601 (12)以及多个乘法器602 (0) -602 (12)，其中至每个寄存器的输入也被提供给其相关联的乘法器(例如，至寄存器601 (11)的输入也被提供给乘法器502 (11))。乘法器502 (0)-502 (I I)还分别接收滤波器系数H(0)-H(12)。乘法可通过比特移位和加法来实现。这些抽头的输出被提供给求和块603，其进而生成输出604。BPF 404被配置成抑制带外阻挡物和噪声，并且可以IF频率为中心，且由通带和止带来指定。由于IF频率可取决于基准晶体而改变，且通带和止带可取决于相关峰值和干扰抑制的所需尖锐度而改变，因此滤波器系数可通过软件来配置。出于此原因，可使用通用乘法器来代替硬编码抽头。在一个实施例中，若没有带外干扰，则BPF 404可被旁路掉。图7解说了示例性SEC 405。在该实施例中，SEC 405假定毛刺是单频调，尝试估计其振幅和相位，重构该毛刺，并减掉该毛刺。注意，尽管相位噪声可能污蚀毛刺并在该频调周围造成“裙边”，在消去该单个频调之后的残留误差是可忽略的且因此可被SEC 405忽视。此外应注意，该单个毛刺估计/减去比使信号通过陷波滤波器要工作得更好，因为当陷波在带内时很难构建窄陷波滤波器而不使信号失真。在SEC 405中，数控振荡器(NCO) 701可用于使用收到毛刺频率(f_毛刺_高于_f_ADC)来生成毛刺的相位。在一个实施例中，SEC 405中的最大采样率可被设为32MHz。对于0. OlHz的目标频率误差(即，I秒中3. 6度的相位误差)，可在NCO中使用32位(例如， Iog2(32e6/0. 01)-1=31位，出于便利性增加到32位)。为了获得干净的消去(例如，残留小于_130dBm)，需要对毛刺振幅和相位的准确估计。因此，sin/cos表702的分辨率要求比多普勒抹除器(本领域技术人员已知且因此不在本文详细解释)更严格。注意，在一个实施例中，毛刺估计和重构可使用一些分数比特。毛刺估计的算法可计算如下。假定传入信号中的毛刺为X (t) = acos ( co t+ 9 )可将该值乘以毛剌相量的共轭(由共轭生成器703计算)以获得s (t) = exp (_j cot)因此，乘法器704的输出为y(i) = a cos(mt + , rnpHm)= (cxp{ /(jot "f 0)) I' CXp{ —. /((>)t t' ()、、] CXp{ —10)1 )
mm=兰(exp(.辦 H CX p( i(2(ot该结果可在较大块大小上被取平均(由累加器705取平均并被存储在块706中)。在一个实施例中，默认大小可以是N=4096个采样，最大大小为218=262144个采样或8ms(注意，在向块706发出倒卸信号时，该估计被更新)。在该取平均期间，第二项消失但第一项(其为常数)保留。通过下式生成的所得复值表示毛刺的振幅和相位
，N—I y(t) = cxp(j#)
^ t t为了消去该毛刺，可将该复值乘以毛刺相量(使用乘法器707)，其中实部(由块708存储)表示为x(t) = Re(a exp(y 0) mp(jmt)) = a cm(m + 0)该值表示经重构毛刺，其在从原始信号被减去时(使用加法器709)可有效地消去该毛刺。在该实施例中，乘法器704可以是复数乘复数乘法器。累加器705可以是能支持最大块大小的格式。乘法器707可被实现为复数-复数乘法器以用于毛刺消去。加法器709的格式可取决于SEC 406是否正在使用中而包括一些分数有符号比特，如以下所讨论的。在一个实施例中，可使用饱和(如参照图8描述的)。在图4中所示的实施例中，DFE_GPS 102A包括两个SEC，即SEC 405和SEC 406。将SEC 405和406级联可允许估计和消去两个分开的毛刺。图8解说了示例性SEC 406，其除了关于SEC 405描述的组件以外还包括舍入器块801、复用器802和饱和块803。在该实施例中，从SEC 405收到的信号可被舍入(由舍入块801舍入)并消除分数比特以用于毛刺估计。该舍入允许重用与SEC 405中的相同的乘法器。值得注意的是，尽管有舍入，SEC性能并不会劣化，因为分数比特表示第一毛刺频率处的能量。若SEC 405和SEC 406两者都被使用(如由SEC2使能信号所确定的)，则MUX 802选择加法器709的输出作出其输出。另一方面，如果仅使用SEC405 JlJMUX 802选择收到信号作为其输出(即，将加法器709旁路掉)。在SEC 405输出处保持全范围允许在SEC 406处消去强毛刺(否则可能发生限幅/失真)，并且使SEC 405和SEC 406的输入格式相似。在SEC 406之后，信号大小可显著减小。因此，在一个实施例中，饱和块803可生成缩减比特集作为其输出。值得注意的是，第二毛刺的估计仅发生在第一毛刺已被估计出且消去已开始之后。因此，该技术可确保估计和消去过程的稳定性。 在一个实施例中，如果没有毛刺存在，则可使用复用器旁路(未示出，但类似于图8中所示的)将SEC 405和406两者旁路掉。在这种情形中，可使MSB饱和且可用零填充LSB。如果启用了毛刺估计和消去，则可在硬件重置以及任何增益改变之后执行新的估计。该估计/消去取一个信号块且可在该块之后立即可用。注意，该估计/消去可连续地或周期性地运行。如果周期性地运行，则可基于可接受的累积相位误差来确定周期。在32MHz采样率和32位NCO的情况下，746ms向最终结果给予大约I度的相位误差。因此，在该情形中，消去应当连续地运行。在一个实施例中，可使用最新近的毛刺振幅和相位估计，直至下一个估计可用。图9解说了可提供DC估计和消去的示例性DEC 407。在该实施例中，DEC407可包括累加器905，其按采样数被规范化。使用一个采样块(默认N=4096，最大大小为215=32768或Ims)(由块906存储并由倒卸信号触发)来估计DC，且结果可在该块之后立即应用。在一个实施例中，分数比特可保留在块平均中以减小量化误差。例如，注意，由于非对称码字(-128到127)，在8位ADC的输出中存在系统-0. 5*LSB偏差。当GPS信号的大小较小从而为阻挡物留下足够净空时，该0. 5LSB与GPS信号本身相比可能是不可忽略的。在这种情形中，若其不被移除，则2位量化器(QUAN) 410也可能生成有偏差的输出，由此不利地影响性能。值得注意的是，允许分数比特可有利地提供足够的分辨率以移除此类虽小但不可忽略的DC值。注意，在启用BPF 404时，DC分量可根据设计被抑制30dB。在这种情形中，DEC 407可被旁路掉。若DEC 407被使用(如由DEC使能信号所确定的)JUMUX 908可选择加法器907的输出作出其输出。另一方面，如果DEC407将被旁路掉，则MUX 908可选择收到信号(例如，来自SEC 406)作为其输出。在一个实施例中，饱和块909可接收来自MUX 908的输出并生成输出。在DEC 407被使用时，可在硬件重置以及任何增益改变之后执行新的估计。DEC估计可连续地或周期性地运行。如果周期性地运行，则应根据DC的漂移特性来确定周期。在一个实施例中，消去可用最新近的估计连续地运行。注意，当DEC 407被旁路掉时，可填充任何零分数比特。
图10解说了包括接收DEC 407的输出的两个混频器1001A和1001B的示例性DM408。在一个实施例中，DM 408可在32MHz (S卩，AFE 101中的DFE_GPS 102A输出采样率的速度的两倍)上运行。DM 408可将以IF (fQ)为中心的通带信号转换到基带。载波NCO1003可为16位宽。输入频率的步长为f^^=32MHz/216=488. 28125Hz。假设转换之后的所需残留频率偏移至少为Af，其中Af通常大于最大多普勒频率。经舍入的IF频率随后可计算如下
权利要求
1.一种用于接收GPS信号和GLONASS信号的接收机，所述接收机包括 模拟前端(AFE)； 用于接收所述AFE的输出的GPS数字前端(DFE)和GLONASS DFE ； 用于接收所述GPS和GLONASS DFE的输出的双模接口(DMI);以及 用于接收所述DMI的输出的搜索引擎， 其中所述AFE的前端组件被配置成处理所述GPS信号和所述GLONASS信号两者。
2.如权利要求I所述的接收机，其特征在于，所述前端组件包括低噪声放大器(LNA)。
3.如权利要求I所述的接收机，其特征在于，所述前端组件包括单个混频器组。
4.如权利要求I所述的接收机，其特征在于，所述前端组件包括单个I/Q混频器对。
5.如权利要求I所述的接收机，其特征在于，所述前端组件包括单个本地振荡器(L0)。
6.如权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述LO是能调谐的。
7.如权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述LO是能动态地调谐的。
8.如权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述AFE包括GPS多相滤波器和GLONASS多相滤波器，且其中LO频率以及所述GPS多相滤波器和所述GLONASS多相滤波器中的至少一者的滤波器中心频率是能调谐的。
9.如权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述LO频率和所述滤波器中心频率是能动态地调谐的。
10.如权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述LO是整数N合成器。
11.如权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述GPS多相滤波器和所述GLONASS多相滤波器的通带能选择为正频率和负频率之一。
12.如权利要求11所述的接收机，其特征在于，通带选择是静态的和动态的之一。
13.如权利要求I所述的接收机，其特征在于，所述AFE包括GPS多相滤波器和GLONASS多相滤波器，且其中所述GPS多相滤波器和所述GLONASS多相滤波器中的每一者的滤波器带宽是能调谐的。
14.如权利要求13所述的接收机，其特征在于，所述滤波器带宽是能动态地调谐的。
15.如权利要求I所述的接收机，其特征在于，所述AFE包括GPS中间频率(IF)滤波器和GLONASS IF滤波器。
16.如权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述LO的频率被设置在GPS和GLONASS频率之间。
17.如权利要求16所述的接收机，其特征在于，所述LO的频率被设置成使得GPS中间频率(IF)低于 GLONASS IF0
18.如权利要求17所述的接收机，其特征在于，所述GPSIF大约在l-6MHz之间。
19.如权利要求18所述的接收机，其特征在于，所述LO的频率约为1581.67MHz。
20.一种用于生成接收机的本地振荡器(LO)频率的方法，所述接收机配置成接收GPS信号和GLONASS信号两者，所述方法包括 将所述LO频率设置在GPS和GLONASS频率之间。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述LO频率被设置成使得GPS中间频率(IF)低于 GLONASS IF0
22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述LO频率被设置成使得GPSIF大约在l-6MHz 之间。
23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述LO频率约为1581.67MHz。
24.一种用于操作接收机的方法，所述接收机配置成接收GPS和GLONASS信号两者，所述方法包括 从仅GPS模式、GPS和GLONASS固定模式、以及GPS和GLONASS动态模式之一选择工作模式， 其中所述GPS和GLONASS固定模式使GPS和GLONASS总是开启，并且其中所述GPS和GLONASS动态模式使GPS和GLONASS中的一个总是开启，而另一个基于预定条件开启。
25.一种用于同时接收GPS和GLONASS信号的接收机，所述接收机包括 模拟前端(AFE)； 数字前端(DFE)，其包括GPS路径和GLONASS路径，所述DFE接收所述AFE的输出； 用于接收所述DFE的输出的双模接口(DMI)； 用于接收所述DMI的输出的搜索引擎；以及 停用电路，用于在不需要所述GPS和所述GLONASS信号之一时停用所述DFE和所述DMI的专用电路。
26.如权利要求25所述的接收机，其特征在于，所述停用电路由导航引擎控制。
27.一种用于同时接收GPS和GLONASS信号的接收机，所述接收机包括 模拟前端(AFE)； 数字前端(DFE)，其包括GPS路径和GLONASS路径，所述DFE接收所述AFE的输出； 用于接收所述DFE的输出的双模接口(DMI)； 用于接收所述DMI的输出的搜索引擎；以及 停用电路，用于在单单来自第二系统的信号提供位置确定时停用第一系统的专用电路。
28.一种用于同时接收GPS和GLONASS信号的接收机，所述接收机包括 用于捕获多个卫星的搜索引擎；以及 用于跟踪多个卫星的跟踪引擎， 其中所述搜索引擎和跟踪引擎被配置成处理所述GPS信号和所述GLONASS信号。
全文摘要
提供了一种用于接收GPS信号和GLONASS信号两者的接收机。该接收机包括模拟前端(AFE)；用于接收AFE的输出的GPS数字前端(DFE)和GLONASS DFE；以及用于接收GPS和GLONASS DFE的输出的双模接口(DMI)。提供了用于接收DMI的输出的搜索引擎。值得注意的是，AFE的某些前端组件被配置成处理GPS信号和GLONASS信号两者。
文档编号G01S19/01GK102725656SQ201080062367
公开日2012年10月10日 申请日期2010年5月4日 优先权日2010年1月25日
发明者H·萨玛瓦蒂, Q·孙, Q·林, W·J·麦克法兰德 申请人:高通创锐讯有限公司
专业数控铣床产品供应商
20年生产经验，实力工厂，精工品质，质量有保障
